專利名稱：利用線性彎曲量度法的振動旋轉傳感器的制作方法
技術領域：
本發明一般涉及振動旋轉傳感器，特別是，涉及與這種旋轉傳感器相關的電子技術。
圖1示出未裝配的現有技術振動旋轉傳感器(VRS)10，它包括外部部件12、半球形諧振器14和內部部件16，所有這些部件都由熔融石英構成并用銦將它們連接起來。慣性敏感元件(inertially-sensitive element)是直徑為5.8cm的薄壁半球形諧振器14，位于外部部件12和內部部件16之間并由桿(stem)26支撐。
把圓環形加力器電極(ring forcer delectrode)20和16個分立的加力器電極22淀積在外部部件12的內表面上。在裝配的VRS10中，圓環形加力器電極20和16個分立的加力器電極22非常接近于半球形諧振器14的外金屬表面32。在裝配的VRS中，淀積在內部部件16上的8個傳感電極(pickoff electrode)24非常接近于半球形諧振器14的內金屬表面30。
用半球形諧振器14和圓環形加力器電極20之間適當的加力電壓差可以對半球形諧振器14施加電容力(capacitive force)，以使半球形諧振器以最低級非伸縮(或者撓曲)模式振動。使四個腹點在圓周上以90度隔開而四個節點偏離腹點45度可形成駐波。0度和180度腹點與90度和270度腹點以90度相差振蕩。駐波使半球形諧振器的邊緣形狀從圓形到橢圓形(長半軸通過0度/180度腹點)變成圓形到橢圓形(長半軸通過90度/270度腹點)。
VRS10繞著與半球形諧振器邊緣34的平面垂直的軸旋轉使駐波相對VRS以相反的方向旋轉，其角度與VRS10的旋轉角度成正比。這樣，通過相對于VRS10測量駐波的旋轉角度，可以確定VRS10的旋轉角度。
通過把直流偏置電壓設置在半球形諧振器14上并把交流電壓設置在圓環形加力器電極20上，激發半球形諧振器14的振動模式，其中交流電壓頻率是半球形諧振器14的諧振頻率的兩倍。
當半球形諧振器14振動和傳感電極24相對于半球形諧振器14的電容變化時，通過測量流入和流出傳感電極24的電流，確定相對于VRS10的駐波譜角。從組合I0-I90+I180-I270獲得x軸信號Ix，其中下標表示與產生電流的電極的x軸相關的角取向。類似地，從組合I45-I135+I225-I315獲得y軸信號Iy。由Iy和Ix之比給定相對于0度(即，x)軸的兩倍駐波譜角的正切。
作為半球形諧振器14的厚度不一致性的結果，第一駐波的建立將導致以相位正交進行振蕩的第二駐波，其腹點與第一駐波的節點一致。通過把適當的電壓加在16個分立的加力器電極22上可以抑制第二駐波的形成。
為了減小施于圓環形加力器電極20和分立的加力器電極22的AC加力電壓的幅度，而且施于諧振器上的力與交流驅動電壓成線性關系，一般在半球形諧振器14上保持直流偏置電壓。施加直流偏置電壓使得VRS的電特性緩慢變化，而該電特性起因于在外部部件12和內部部件16上或其內部發生的電荷轉移現象所引起的電容變化。這些緩慢的變化導致隨著時間推移產生無法接受的較大幅度的性能降低，而且必須采取特殊措施來補償這些影響。
本發明方法用于獲得具有一個或多個輸入端i和一個輸出端的裝置的一個或多個參數pm的線性量度，其中m取從1到M的整數值，M是等于或大于1的整數，i取從1到I的整數值，I是等于或大于1的整數。裝置把饋送到一個或多個輸入端的一個或多個輸入信號Gi(pm)Eei(t)變換成一個輸出信號，包括在輸出端把Gi(pm)Hi(pm)Eoi(t)對i求總和，其中Gi(pm)是與第i個輸入端相關的權函數，Eei(t)是與第i個輸入端相關的激勵信號，Eoi(t)是Eei(t)從輸入端i橫穿到輸出端的路徑的得出的激勵信號Eei(t)的變換形式，Eei(t)和Eoi(t)與參數pm無關。由pm的階Nim次冪可以表示乘積函數Gi(pm)Hi(pm)，Nim的值依賴于表達式的特定精確度。所述方法包括下列步驟(1)生成一個或多個線性化權函數Gil(pm)，其中輸出信號是參數pm對于表達式的特定精確度的線性量度；(2)把輸入信號Gil(pm)Eei(t)饋送到裝置中；(3)把輸出信號的一個分量用作一個或多個參數中每個參數Pm的線性量度。
在該方法的特定實施中，通過把Gil(pm)Hi(pm)設為等于AimPm獲得Gil(pm)，其中Aim是任一恒值。
在把該方法應用于振動旋轉傳感器的過程中，裝置變成一種振動旋轉傳感器，它包括帶有附屬諧振器電極的諧振器以及帶有多個附屬外殼電極的外殼，每個外殼電極對應于輸入端而諧振器電極對應于輸出端。與特定端i相關的線性化權函數是Gii(zi)，當諧振器不振動時，量(1+zi)是以相同電極之間的距離為單位的諧振器電極和第i個外殼電極之間的距離。與特定端i相關的線性化權函數Gil(zi)與zi(1+zi)成正比。在另一種結構中，與特定端i相關的線性化權函數Gil(zi)與(1-zi)(1+zi)成正比。
根據以與zi相同的單位分別表示的同相和正交振動模式的最大彎曲幅度di和dq、同相駐波的腹點軸相對于zi電極位置之間的角θ、諧振器的振動角頻率ω和與諧振器的振動相關的相位角φ計算參數zi。由振動旋轉傳感器對di、dq、θ、ω和φ提供估算。
在全角跟蹤模式中，在計算zi的過程中，可以把最大正交彎曲幅度dq的值設為零，而仍然實現作為zi的線性表示的令人滿意的輸出信號的表達精確度。在計算zi的過程中，使cos(ωt+φ)近似于恒值γ可以另作簡化。
圖1示出現有技術的振動旋轉傳感器的結構。
圖2示出本發明的控制和讀出電路(electronics)的方框圖。
圖3示出本發明的特定實施例的復用控制信號。
在這一部分中，描述作為振動旋轉傳感器一部分的本發明的實施例，其中用復用信號實現所述振動旋轉傳感器的控制和讀出。振動旋轉傳感器包括諧振器、連接諧振器的外殼和復用電路。諧振器可以是具有駐波振動模式的任何振動對稱薄壁物體。現有技術通常建議諧振器的形狀為半球狀。
圖2示出用于確定駐波參數并控制諧振器動力特性的簡化方法。對于相對于諧振器固定的x和y軸來描述駐波。可以用繞著x軸順時針測得的同相腹點軸的取向角θ指定相對于諧振器的同相駐波的取向。假設諧振器邊緣沿著同相腹點軸偏離圓周是隨著cos(ωt+φ)變化的，其中ω是振動頻率，t是時間，而φ是任一相位角。用繞著x軸順時針測得的正交腹點軸的取向角θ+π/4指定正交駐波相對于諧振器的取向。假設諧振器邊緣沿著正交腹點軸偏離圓周是隨著sin(ωt+φ)變化的。
對淀積在諧振器內表面上的圓周連續(circumferentially-continous)的諧振器電極42施加直流偏置電壓VB，而且通過隔直電容器43與放大器/信號分離器44相連。把連到VRS外殼的八根電極46沿著極接近于諧振器電極42的圓周均等隔開，最上面的xp電極定位于x軸的中心。八根電極46施以來自復用器48的驅動電壓Vxp(t)、Vxn(t)、Vyp(t)和Vyn(t)，其中Vxp(t)＝Gxp(x)[Vmxr(t)cos2θrcos(ωxrt+ψxr)-Vmyr(t)sin2θrcos(ωyrt+ψyr)]+Vcx(t)Uxp(t)Vxn(t)＝-Gxn(x)[Vmxr(t)cos2θrcos(ωxrt+ψxr)-Vmyr(t)sin2θrcos(ωyrt+ψyr)]+Vcx(t)Uxn(t)Vyp(t)＝Gyp(y)[Vmxr(t)sin2θrcos(ωxrt+ψxr)+Vmyr(t)cos2θrcos(ωyrt+ψyr)]+Vcy(t)Uyp(t)Vyn(t)＝-Gyn(y)[Vmxr(t)sin2θrcos(ωxrt+ψxr)+Vmyr(t)cos2θrcos(ωyrt+ψyr)]+Vcy(t)Uyn(t)(1)激勵電壓Vmxr(t)cos(ωxrt+ψxr)和Vmyr(t)cos(ωyrt+ψyr)是圖2xr-yr跟蹤角坐標系統中的分量(由下標r表示)。激勵電壓的較佳實施例包括正弦cos(ωxrt+ψxr)和cos(ωyrt+ψyr)。可以利用各種周期函數F(ωxrt+ψxr)來代替包括普通方波的正弦曲線。
權函數Gxp(t)、Gxn(t)、Gyp(t)和Gyn(t)是x和y的函數，其中x和y是當沒有激勵諧振器時，在分別由諧振器電極42和電極46之間的空隙分開的xp和yp電極位置上的諧振器電極42的彎曲幅度。正x或y值與大于非激勵空隙的空隙相關，而負x或y值與小于非激勵空隙的空隙相關。下面，討論出現這些函數的原因。
xr軸以跟蹤角θr繞著x軸順時針旋轉。設計的激磁電壓不影響諧振器的駐波參數。角頻率ωxr和ωyr以及相位ψxr和ψyr依賴于所用的復用類型。加力電壓Vcx(t)Uxp(t)、Vcx(t)Uxn(t)、Vcy(t)Uyp(t)和Vcy(t)Uyn(t)(表示為x-y坐標系中的分量)使得力加到諧振器，以控制在諧振器上的一個或多個駐波的參數。由控制單元50生成函數Uxp(t)、Uxn(t)、Uyp(t)和Uyn(t)并施于復用器48。電壓Vcx(t)和Vcy(t)是預定函數，用于把加力電壓與激磁電壓分開。
由下式給出從諧振器電極42流入放大器-信號分離器44的電流I(t)I(t)＝Ixp(t)+Ixn(t)+Iyp(t)+Iyn(t)(2)其中
Ixp(t)＝KIGxp(x)Cxp[Vmxr(t)ωxrcos2θrcos(ωxrt+ψxr)-Vmyr(t)ωyrsin2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICxpVcx(t)ωUxpUxp(t)Ixn(t)＝-KIGxn(x)Cxn[Vmxr(t)ωxrcos2θrcos(ωxrt+ψxr)-Vmyr(t)ωyrsin2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICxnVcx(t)ωUxnUxn(t) (3)Iyp(t)＝KIGyp(y)Cyp[Vmxr(t)ωxrsin2θrcos(ωxrt+ψxr)+Vmyr(t)ωyrcos2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICypVcy(t)ωUypUyp(t)Iyn(t)＝-KIGyn(y)Cyn[Vmxr(t)ωxrsin2θrcos(ωxrt+ψxr)+Vmyr(t)ωyrcos2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICynVcy(t)ωUynUyn(t)電容Cxp、Cxn、Cyp和Cyn是xp、xy、yp和yn電極46相對于諧振器電極42的的電容。角頻率ωUxp、ωUxn、ωUyp和ωUyn與相應U相關的角頻率，而且一般等于或小于2ω，其中ω是諧振器的振動頻率。符號KI是恒值。驅動電壓和結果電流之間的相位差互相無關，而且在上述等式中已予以忽略。
由下式給出電容Cxp＝Co(1-x)/(1-x2)Cxn＝Co(1+x)/(1-x2) (4)Cyp＝Co(1-y)/(1-y2)Cyn＝Co(1+y)/(1-y2)量Co是當不激勵諧振器時電極對的電容，而x、y、-x和-y是當沒有激勵諧振器時諧振器電極42在分別由諧振器電極42和電極46之間的空隙分開的xp、yp、xn和yn電極位置上的彎曲幅度。
在電流等式中代入電容，我們得到Ixp(t)=KICoGxp(x)1+x[Vmxr(t)ωxrcos2θrcos(ωxrt+ψxr)]]>-Vmyr(t)ωyrsin2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICxpVcx(t)ωUxpUxp(t)(5)Ixn(t)=-KICoGxn(x)1-x[Vmxr(t)ωxrcos2θrcos(ωxrt+ψxr)]]>-Vmyr(t)ωyrsin2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICxnVcx(t)ωUxnUxn(t)Iyp(t)=KICoGyp(y)1+y[Vmxr(t)ωxrsin2θrcos(ωxrt+ψxr)]]>+Vmyr(t)ωyrcos2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICypVcy(t)ωUypUyp(t)Iyn(t)=-KICoGyn(y)1-y[Vmxr(t)ωxrsin2θrcos(ωxrt+ψxr)]]>+Vmyr(t)ωyrcos2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICynVcy(t)ωUynUyn(t)如果電流是x和y的線性函數，那么確定駐波參數的過程很簡單。通過如下限定G函數，可以獲得這個結果Gxp＝x(1+x)Gxn＝x(1-x) (6)Gyp＝y(1+y)Gyn＝y(1-y)較佳的是，僅運用兩個G因子，其中Gx(x)＝Gxp(x)＝Gxn(x)Gy(y)＝Gyp(y)＝Gyn(y)(7)于是，電流總和變成I(t)=KICo(-2x)Gx(x)1-x2[Vmxr(t)ωxrcos2θrcos(ωxrt+ψxr)]]>-Vmyr(t)ωyrsin2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICxpVcx(t)ωUxpUxp(t)(8)+KICxnVcx(t)ωUxnUxn(t)+KICo(-2y)Gy(y)1-y2[Vmxr(t)ωxrsin2θrcos(ωxrt+ψxr)]]>+Vmyr(t)ωyrcos2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICypVcy(t)ωUypUyp(t)+KICynVcy(t)ωUynUyn(t)這里，通過如下限定G函數，我們可以獲得預期的線性關系Gx(x)＝-(1-x2)Gy(y)＝-(1-y2) (9)于是，由下式給定電流I(t)的總和I(t)＝2KICox[Vmxr(t)ωxrcos2θrcos(ωxrt+ψxr)-Vmyr(t)ωyrsin2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICxpVcx(t)ωUxpUxp(t)+KICxnVcx(t)ωUxnUxn(t)(10)+2KICoy[Vmxr(t)ωxrsin2θrcos(ωxrt+ψxr)+Vmyr(t)ωyrcos2θrcos(ωyrt+ψyr)]+KICypVcy(t)ωUypUyp(t)+KICynVcy(t)ωUynUyn(t)用下列方法，可以歸納出上述應用于振動旋轉傳感器的線性化處理。讓我們假設，一種裝置具有一個或多個輸入端和一個輸出端，它把輸入信號Gi(pm)Eei(t)變換成包括信號Gi(pm)Hi(pm)Eeo(t)對于i求總和的輸出信號。指數i取從1到I(它指定I個輸入端)的整數值。符號pm表示第m個M個參數，其中M個參數表示裝置操作的特性和/或裝置在其中操作的環境的特性。信號Eei(t)是與第i個輸入端相關的激勵信號。信號Eoi(t)是激勵信號Eei(t)的變換形式，它由Eei(t)從輸入端I橫通過輸出端的路徑得出。函數Gi(pm)是與第i個輸入端相關的權函數。函數Hi(pm)表示輸入信號從第i個輸入端到輸出端的變換對pm的函數相依關系。輸入信號到輸出信號的變換提供了獲取pm的Gi(pm)Hi(pm)量度的方法。
讓我們假設，由pm的Nim階次冪來表示Gi(pm)Hi(pm)，其中Nim依賴于規定的表達精確度。在規定的表達精確度范圍內，線性化權函數Gil(pm)導致成為pm的線性量度的Gil(pm)Hi(pm)。
從下列等式可以得出線性化權函數Gil(pm)Gil(pm)=AimpmHi(pm)---(11)]]>其中，Aim是任一常數。
在上述振動旋轉諧振器的情況下，假設xp電極是輸入端，而諧振器電極是輸出端。于是Ecxp(t)＝[Vmxr(t)cos2θrcos(ωxrt+ψxr)-Vmyr(t)sin2θrcos(ωyrt+ψyr)]Eoxp(t)＝[Vmxr(t)ωxrcos2θrcos(ωxrt+ψxr)-Vmyr(t)ωyrsin2θrcos(ωyrt+ψyr)]Hxp(x)=KICo11+x---(12)]]>Gxpl(x)＝x(1+x)Axp＝KICo如果振動旋轉傳感器的輸入端直接向xp電極饋電并通過倒相器進而對xn電極饋電，那末Ecxp(t)＝[Vmxr(t)cos2θrcos(ωxrt+ψxr)-Vmyr(t)sin2θrcos(ωyrt+ψyr)]Eoxp(t)＝[Vmxr(t)ωxrcos2θrcos(ωxrt+ψxr)-Vmyr(t)ωyrsin2θrcos(ωyrt+ψyr)]Hxpn(x)=-KICox1-x2---(13)]]>Gxpnl(x)＝(1-x2)Axpn＝-KICo由下式以振動模式參數表示量x和y。
x＝dicos2θcos(ωt+φ)-dqsin2θsin(ωt+φ)]y＝disin2θcos(ωt+φ)+dqcos2θsin(ωt+φ)] (14)量di和dq分別是當沒有激勵諧振器時，由諧振器電極42和電極46之間的間隔分開的同相和正交模式的最大彎曲幅度，θ是同相駐波的腹點和x軸之間的角度，ω是諧振器的振動角頻率，φ是任一相位角。
在振動旋轉傳感器中，不能直接獲得量x和y，但可以通過上述等式來確定它們。由于量dq保持接近零，所以x和y也可近似為上述等式的第一項。在全角跟蹤模式下，跟蹤角θr保持在近似等于θ。因此，在上述等式中，可以用θr來代替θ。x和y的這些近似值導致包括作為x和y的線性表示式的輸出信號，其表達式精確度是可接受的。
進一步近似是只運用上述等式中的第一項，并把常數γ代替量cos(ωt+φ)。分析表明，γ的(3/4)1/2值可提供適中的精確度。
用上述等式代替在I(t)等式(10)中的x和y，我們可以獲得I(t)＝2KICoVmxr(t)ωxrcos(ωxrt+ψxr)[dicos(2θ-2θr)cos(ωt+φ)-dqsin(2θ-2θr)sin(ωt+φ)]+KICxpVcx(t)ωUxpUxp(t)+KICxnVcx(t)ωUxnUxn(t)+2KICoVmyr(t)ωyrcos(ωyrt+ψxr)[disin(2θ-2θr)cos(ωt+φ) (15)+dqcos(2θ-2θr)sin(ωt+φ)]+KICypVcy(t)ωUypUyp(t)+KICynVcy(t)ωUynUyn(t)由放大器-信號分離器44把電流I(t)變換成電壓V(t)V(t)＝KV[Vx(t)Rx(t)+Vy(t)Ry(t)]+KF[Fx(t)+Fy(t)] (16)其中，Kv和KF是恒值，Vx(t)＝Vmxr(t)ωxrcos(ωxrt+ψxr)Vy(t)＝Vmyr(t)ωyrcos(ωyrt+ψyr) (17)Rx(t)＝dicos(2θ-2θr)cos(ωt+φ)-dqsin(2θ-2θr)sin(ωt+φ)Ry(t)＝disin(2θ-2θr)cos(ωt+φ)+dqcos(2θ-2θr)sin(ωt+φ)和Fx(t)＝Vcx(t)[ωUxpUxp(t)Cxp+ωUxnUxn(t)Cxn]Fy(t)＝Vcy(t)[ωUypUyp(t)Cyp+ωUynUyn(t)Cyn](18)由于信號Rx(t)和Ry(t)包括駐波參數di、dq、θ-θr、ω和φ，所以它們是應用于V(t)的信號分離處理所得出的所需輸出。
由放大器信號分離器44提取包括信號Rx(t)和Ry(t)的信號Sx(t)和Sy(t)。放大器信號分離器44的信號分離器部分的操作原理依賴于電壓Vmxr(t)、Vmyr(t)、Vcx(t)和Vcy(t)的形式以及ωxr、ωyr、ψxr和ψyr值。
對于頻分多路復用，Vmxr(t)、Vmyr(t)、Vcx(t)和Vcy(t)都為恒量，ωxr、ωyr和|ωxr-ωyr|大于約6ω，而ψxr和ψyr是任一常數。通過執行V(t)的兩個乘積解調，一個相對于cos(ωxrt+ψxr)，而另一個相對于cos(ωyrt+ψyr)，可得到包括駐波參數的信號Rx(t)和Ry(t)。如果運用周期函數而不是正弦函數，那么解調運用周期函數的復制(replica)進行。乘積解調包括把輸入電壓與參考正弦(或復制)相乘并低通濾去乘積，低通濾波器的截止頻率大約為3ω。上述處理的結果是信號SFDMx(t)和SFDMy(t)
SFDMx(t)＝KFDMRx(t)SFDMy(t)＝KFDMRy(t) (19)其中，KFDM是恒量。由于Fx(t)和Fy(t)頻譜的上限大約為3ω，所以由信號分離處理除去這些量。
對于相分多路復用，ωxr和ωyr具有相同的值ωo，ωo大于約6ω。而ψxr-ψyr等于π/2弧度。通過相對于cos(ωot+ψx)和相對于cos(ωot+ψy)(或者相對于所用的周期函數的復制)，執行V(t)的乘積解調，獲得信號SPDMx(t)和SPDMy(t)。
SPDMx(t)＝KPDMRx(t)SPDMy(t)＝KPDMRy(t)(20)其中，KPDM是恒值。
對于時分多路復用的一種形式，ωxr和ωyr具有相同的值ωo，ωo于約6ω，而ψxr和ψyr等于任一值ψo。電壓Vmxr(t)和Vmyr(t)與方波成正比，方波的取值為0和1，在任何給定時刻只有其中之一等于1，而“1”的持續時間是2π/ω的整數倍。電壓Vcx(t)和Vcy(t)等于恒值。通過在與Vmxr(t)和Vmyr(t)平行相乘之后，相對于cos(ωot+ψo)(或者復制)執行V(t)的乘積解調，獲得信號STDMx(t)和STDMy(t)STDMx(t)＝KTDMVmxr(t)Rx(t)STDMy(t)＝KTDMVmyr(t)Ry(t)(21)其中KTDM是恒值。應注意，只有當Vmxr(t)和Vmyr(t)非零時，才可獲得Rx(t)和Ry(t)。
如果Vmxr(t)、Vmyr(t)、Vcx(t)和Vcy(t)與方波成正比，方波的取值為0和1，在任何給定時刻只有其中之一等于1，而“1”的持續時間是2π/ω的整數倍，那么獲得相同的結果(可能除了恒值KTDM之外)。這種操作模式可能是理想的，因為它把加力電壓Vcx(t)Uxp(t)、Vcx(t)Uxn(t)、Vcy(t)Uyp(t)和Vcy(t)Uyn(t)相互完全隔開，而且與激磁電壓Vmxr(t)cos(ωot+ψo)和Vmyr(t)cos(ωot+ψo)完全隔開。
對于另一種時分復用形式，ωo等于0，而Vmxr(t)、Vmyr(t)、Vcx(t)和Vcy(t)與方波成正比，方波的取值為0和1，在任何給定時刻只有其中之一等于1，而“1”的持續時間是2π/ω的整數倍。在并行操作中把V(t)與Vmxr(t)和Vmyr(t)相乘得出與時分多路復用的第一種形狀相同的結果。
對于碼分多路復用，ωxr、ωyr、ψxr和ψyr等于0，Vcx(t)和Vcy(t)是恒值，而且Vmxr(t)和Vmyr(t)與方波成正比，方波取-1/T和1/T的偽隨機序列值，而且滿足下列條件∫TViVjdt={0;i≠j1;i=j---(22)]]>其中，下標i和j表示下標mxr、myr、cx和cy中的任一個。積分時間間隔應小于2π/3ω。通過分別把V(t)與Vmxr(t)和Vmyr(t)相乘然后在T內積分，獲得信號SCDMx(t)和SCDMy(t)SCDMx(nT)＝KCDMRx(nT)SCDMy(nT)＝KCDMRy(nT) (23)其中，KTDM是恒值，而n是整數。應注意，信號SCDMx(t)和SCDMy(t)提供駐波參數在T間隔的信息。
電壓Ux(t)和Uy(t)一般包括三個分量Uxp(t)＝Uaxp(t)+Uqxp(t)+Urxp(t)Uxn(t)＝Uaxn(t)+Uqxn(t)+Urxn(t) (24)Uyp(t)＝Uayp(t)+Uqyp(t)+Uryp(t)Uyn(t)＝Uayn(t)+Uqyn(t)+Uryn(t)其中，下標a、q和r表示幅度、正交和速率控制電壓。在所有應用中，不必這些分量互相隔開。然而，如果需要隔開，那么可在上述等式中進行下列替代。
Vcax(t)Uaxp(t)+Vcqx(t)Uqxp(t)+Vcrx(t)Urxp(t)代替Vcx(t)Uxp(t)Vcax(t)Uaxn(t)+Vcqx(t)Uqxn(t)+Vcrx(t)Urxn(t)代替Vcx(t)Uxn(t)Vcay(t)Uayp(t)+Vcqy(t)Uqyp(t)+Vcry(t)Uryp(t)代替Vcy(t)Uyp(t)(25)Vcay(t)Uayn(t)+Vcqy(t)Uqyn(t)+Vcry(t)Uryn(t)代替Vcy(t)Uyn(t)利用這些替代，對Vcx(t)和Vcy(t)規定的任何限制也可施于Vcax(t)、Vcqx(t)、Vcrx(t)、Vcay(t)、Vcqy(t)和Vcry(t)。例如，等式(1)變成Vxp(t)＝Gxp(x)[Vmxr(t)cos2θrcos(ωxrt+ψxr)-Vmyr(t)sin2θrcos(ωyrt+ψyr)]+Vcax(t)Uaxp(t)+Vcqx(t)Uqxp(t)+Vcrx(t)Urxp(t)Vxn(t)＝-Gxn(x)[Vmxr(t)cos2θrcos(ωxrt+ψxr)+Vmyr(t)sin2θrcos(ωyrt+ψyr)]+Vcax(t)Uaxn(t)+Vcqx(t)Uqxn(t)+Vcrx(t)Urxn(t)Vyp(t)＝Gyp(y)[Vmxr(t)sin2θrcos(ωxrt+ψxr)+Vmyr(t)cos2θrcos(ωyrt+ψyr)] (26)+Vcay(t)Uayp(t)+Vcqy(t)Uqyp(t)+Vcry(t)Uryp(t)Vyn(t)＝-Gyn(y)[Vmxr(t)sin2θrcos(ωxrt+ψxr)-Vmyr(t)cos2θrcos(ωyrt+ψyr)]+Vcay(t)Uayn(t)+Vcqy(t)Uqyn(t)+Vcry(t)Uryn(t)一個可行的時分多路復用結構是與諧振器的彎曲速率同步的持續時間32π/ω的16時隙幀(sixteen-slot frame)。復用控制電壓如圖3所示。當θr等于θ時，xr軸與腹點軸一致，而yr軸與節點軸一致。分配8個時隙讀出yr信號分量，4個時隙讀出xr信號分量，而各一個時隙把幅度、正交和速率力施于諧振器。對于4kHz的振動頻率，應分別在2kHz和1kHz的速率下讀出xr和yr信號分量。應在0.25kHz的速率下施加控制電壓。
總之，來自放大器-信號分離器44的信號Sx(t)和Sy(t)具有以下形式Sx(t)＝KVxRx(t)Sy(t)＝KVyRy(t) (27)其中，Kvx和Kvy等于Kv，除了在Kvx等于KvVmx(t)和Kvy等于KvVmy(t)時進行時分多路復用的情況。
為了從信號Sx(t)和Sy(t)中提取駐波參數，要求穩定和精確地復制諧振器振動信號cos(ωt+φ)。在復制發生器52中，從壓控振蕩器獲得復制，其中壓控振蕩器是鎖相到同相駐波腹點信號。處理的第一步是首先把Sx(t)和Sy(t)與復制信號cos(ωrt+φr)相乘并低通濾去所得結果，然后與相移復制sin(ωrt+φr)相乘并低通濾去所得結果。處理的結果是
Six(t)＝K{dicos(2θ-2θr)cos[(ωr-ω)t+(φr-φ)]+dqsin(2θ-2θr)sin[(ωr-ω)t+(φr-φ)]}Siy(t)＝K{disin(2θ-2θr)cos[(ωr-ω)t+(φr-φ)]-dqcos(2θ-2θr)sin[(ωr-ω)t+(φr-φ)]}Sqx(t)＝K{dicos(2θ-2θr)sin[(ωr-ω)t+(φr-φ)](28)-dqsin(2θ-2θr)cos[(ωr-ω)t+(φr-φ)]}Sqy(t)＝K{disin(2θ-2θr)sin[(ωr-ω)t+(φr-φ)]+dqcos(2θ-2θr)cos[(ωr-ω)t+(φr-φ)]}其中，K是恒值。
接著的步驟是形成Six(t)、Siy(t)Sqx(t)和Sqy(t)乘積的下列組合E=Six2+Sqx2+Siy2+Sqy2=K2(di2+dq2)]]>Q＝2(SixSqy-SiySqx)＝K2(2didq)R=Six2+Sqx2-Siy2-Sqy2=K2(di2-dq2)cos(4θ-4θr)---(29)]]>S=2(SixSiy+SqxSqy)=K2(di2-dq2)sin(4θ-4θr)]]>Li=2(SixSqx+SiySqy)=K2(di2-dq2)sin[2(ωr-ω)t+2(φr-φ)]]]>把Li(t)作為誤差信號，鎖相環用等于φ的復制相位φr和等于ω的ωr鎖定。
從下列等式和Six(t)及Siy(t)的符號可以確定駐波取向角和跟蹤角之差θ-θrtan(4θ-4θr)=S(t)R(t)---(30)]]>在控制環中，把量S(t)用作誤差信號，控制環生成θr并使得平均θ等于θr，d/dt(θ-θr)等于0。用數字合成的跟蹤角θr用于生成施于復用器48的sin2θr和cos2θr。φr等于φ，ωr等于ω，φr等于θ，從等式28中的第一和第四項確定量di和dq。
在任何給定時刻，由下式給出θ的實際值θ=θr+14tan-1S(t)R(t)≈θr+14S(t)R(t)---(31)]]>在幅度控制環中，把E(t)和特定數之差用作誤差信號，控制環在經組合的同相和正交駐波中使與di2+dq2成正比的總能量等于特定數。
在正交控制環中把量Q(t)用作誤差信號，它導致正交駐波幅度dq等于零。當閉合該環時，幅度控制環使同相幅度di保持在特定值。
上述控制變量的使用可以證明是最佳的。對于熟悉該技術的人員而言，控制變量的許多選顯然是次優的但仍然實用。
控制單元50的輸出是施于復用器48的函數Uxp(t)、Uxn(t)、Uyp(t)和Uyn(t)，以及di、dq、sin(ωrt+φr)、cos(ωrt+φr)和sin2θr和cos2θr。
在美國專利4,951,508號(由小Loper等人在1990年8月28日申請，列入于此，以作參考)中進一步描述振動旋轉傳感器。
權利要求
1.一種用于獲得具有一個或多個輸入端i和一個輸出端的裝置的一個或多個參數pm的線性量度方法，其中m取從1到M的整數值，M是等于或大于1的整數，i取從1到I的整數值，I是等于或大于1的整數，所述裝置把饋送到一個或多個輸入端的一個或多個輸入信號Gi(pm)Eei(t)變換成在所述輸出端的包括Gi(pm)Hi(pm)Eoi(t)對i求總和的輸出信號，其中Gi(pm)是與所述第i個輸入端相關的權函數，Eei(t)是與所述第i個輸入端相關的激勵信號，Eoi(t)是Eei(t)從所述輸入端i橫穿到所述輸出端的所述路徑的激勵信號Eei(t)的變換形式、Eei(t)和Eoi(t)與參數pm無關，由pm的階Nim次冪可以表示所述乘積函數Gi(pm)Hi(pm)，Nim的值依賴于表達式的特定精確度，其特征在于，所述方法包括下列步驟生成一個或多個線性化權函數Gil(pm)，其中所述輸出信號是對于表達式的所述特定精確度的所述參數pm的線性量度；把所述輸入信號Gil(pm)Eei(t)饋送到所述裝置中；把所述輸出信號的分量用作所述一個或多個參數Pm中每個參數的線性量度。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，Gil(pm)Hi(pm)等于Aimpm，其中Aim是任一恒值。
3.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述裝置是振動旋轉傳感器，它包括帶有附屬諧振器電極的諧振器以及帶有多個附屬外殼電極的外殼，每個所述外殼電極是輸入端而所述諧振器電極是所述輸出端，與特定端i相關的線性化權函數是Gii(zi)，當所述諧振器不振動時，所述量(1+zi)是以相同電極之間的所述距離為單位的所述諧振器電極和所述第i個外殼電極之間的所述距離。
4.如權利要求3所述的方法，其特征在于，與特定端i相關的所述線性化權函數Gil(zi)與zi(1+zi)成正比。
5.如權利要求3所述的方法，其特征在于，與特定端i相關的所述線性化權函數Gil(zi)與(1-zi)(1+zi)成正比。
6.如權利要求3所述的方法，其特征在于，根據分別以與zi同單位表示的所述同相和正交振動模式的所述最大彎曲幅度di與dq、同相駐波的所述腹點軸相對于所述zi電極位置的所述角θ、所述諧振器的所述振動角頻率ω和與所述諧振器的所述振動相關的所述相位角φ計算zi，并由所述振動旋轉傳感器提供的di、dq、θ、ω和φ的估算值。
7.如權利要求6所述的方法，其特征在于，在計算zi的過程中，把所述最大正交彎曲幅度值dq設為零。
8.如權利要求7所述的方法，其特征在于，在計算zi的過程中，cos(ωt+φ)近似于恒值γ。
全文摘要
一種用于獲得具有一個或多個輸入端i和輸出端的裝置的一個或多個參數p
文檔編號G01C19/56GK1201902SQ98109500
公開日1998年12月16日 申請日期1998年5月29日 優先權日1997年5月29日
發明者A·馬修斯, D·D·凌奇 申請人:利頓系統有限公司
專業數控銑床產品供應商
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