專利名稱：頻偏式傳感器測量電路及信號處理方法
技術領域：
本發明涉及頻偏式傳感器的電路及其信號處理方法。
所謂頻偏式傳感器就是利用敏感元件(電感或電容)組成一個振蕩電路，當敏感元件的參數(如電感的氣隙，磁回路的磁導率，電容的極距，面積等)發生變化時，將直接導致頻率的變化，從這種變化，即可推知被測參數的變化。例如利用變極距方式的電容傳感器稱重，因極距作是用于其上的重力的函數，電容是極距的函數，而頻率又是電容的函數，故從頻率的變化上就可以推知重力的大小。比一般的電阻應變式系統，其優點是1、信號一次完成從連續機械位移到電信號的數字化，沒有電阻應變系統所必須的中間精密放大和要求很高的模數轉換，因此可能提供更高的穩定性并且獲得其所無法比擬的低成本；2、更便于信號的遠距離傳輸，在一般的應用場合，可以認為信號傳輸的距離不受限制。
但這種方法的致命缺點是它存在著嚴重的漂移。即其輸出頻率將隨著環境溫度的變化而產生顯著的變化，甚至將被測信號“淹沒”。一般LC振蕩器的溫漂為10-4-10-5/℃，顯然這樣的漂移是較高精度測量所不能忍受的。雖然可以采用補償措施降低這種漂移，但其作用也仍然是有限的，并且在大批量的生產中也是不現實的。
本發明所提出的方案，可以較為完善地解決上述問題，充分發揮頻偏式傳感器的優點。
基本的設計思想是用兩個變化相同的諧振回路產生的漂移自身平衡。
圖1a是實現這一設想的變電容頻偏式電路。其中C1和C0是有著一致溫度特性的敏感元件，C0是參比電容，C1是敏感電容，在機械縮構上，它們具有一個共同的極板，故有著相同的溫度。測量時，開關S輪流與C0和C1接通，當其振蕩穩定(振蕩開始時的過渡過程完成)時，測其頻率(或周期)。 C0和C1分別接通一次即為完成一次采樣。開關(繼電器)使C1和L接通時，電路的振蕩角頻率(忽略回路中串接的電容的影響)是ω1=1/LC1]]>當C0和L接通時，振蕩角頻率為ω0=1/LO0]]>我們取ω0和ω1的比值作信號，并令其為S，我們得到S=ω1/ω0=C0/C1]]>再令C0＝A/d，C1＝A/(d-x)，代入上式，得S=(d-x)/d]]>我們再將S作平方處理(或在此前將頻率先作平方處理)，并令其為Sx，則Sx為
Sx＝(d-x)/d＝1-x/d在這個表達式中，沒有L和C出現，并且位移X和Sx的關系是線性的。同時因為兩個電容的溫度系數相同，其溫度也相同，電感采用的是同一個元件，故由于溫度變化而產生的頻率漂移將完全被消除，Sx只是x/d的函數。當然，這里有一個假設的條件，即在采樣期間頻率的變化可以被忽略。事實上，這個條件是容易被滿足的。在實驗中可以容易地將頻率漂移的速率做到每秒1Hz，甚至更小。在要求很高的場合，還可以采用軟件進一步補償以減小這一影響。因此，這里主要需要考慮的是溫度對極距d的影響，而d與溫度的關系取決于材料，是相對穩定的，在大批量的生產中，可以連同材料的其他溫度系數(膨脹系數，彈性模量溫度系數等)綜合在一起進行修正。因此可以認為，這種電路和測量方法，只需進行一項溫度修正(綜合溫度系數)，而在目前最常用的電阻應變系統中，不僅同樣也需要材料特性的溫度修正，而且由于各個環節都存在著元件參數的離散性，因此只能各自用最大的代價保證各環節的穩定性，需要人工干預的環節多，不利于降低成本和實現大規模的生產。圖中晶體管基極偏置回路中的二極管起溫度補償的作用，實驗表明，它的加入能有效地提高振蕩器的穩定性，當然也可以用一個適當的負溫度系數的熱敏電阻代替。圖1b是采用電子開關的電路形式。圖中省略了基極偏置回路，這并不影響對本技術的說明。在后面的圖中，對類似的省略不再另行說明。圖中VC是振蕩電路的供電電源，VD是二極管的偏置電源，而VE是為二極管提供導通電流的電源。R1和R2是開關二極管D1和D2的偏置電阻，在相應晶體管不導通時，它向二極管提供了一個反向的偏置電壓，以減小其結電容，并提高其動態電阻。二極管的導通由晶體管T1和T2控制，其發射極由恒流源供電，以減小由于供電電流波動而帶來的影響。恒流源可以由采用恒流二極管，也可以采用其他的電路形式。在后面的電路中，不再對此另加說明。由于T1和T2接成了差分電路的形式，因此將其中之一的基極接至一適當電位(在此為一負電位)，控制另一管的基極就可以達到控制D1或D2導通的目的。由于開關二極管D1、D2和控制它們的晶體管T1、T2分布參數都將直接對電路造成影響，因此應盡量提高它們參數的對稱性，同時盡量使其溫度接近，如可采用“雙生管(做在一個管殼內的兩個參數接近的管子)”。這兩個電路都畫成了所謂“克拉潑”電路(又稱改進的串聯電容三點式)，實際上采用其他的電路形式也是可以的，例如可以采用所謂“錫拉”電路(又稱改進的并聯電容三點式)。甚至變壓器耦合振蕩電路。當然，參比電容也可以作為敏感電容，并使之容量的變化方向與另一個相反，如此將使靈敏度提高一倍，但在頻偏比較大時，其線性不理想，需另加修正。
當然，電容C1C2并不是必須采用相同的結構和一個共用的極板，只要能保證其溫度相同且溫度特性也相同，任何結構都是可以的。
在上面的分析中，還可以看到采用兩個頻率(或其平方)的比值作信號的好處。如果我們采用頻率的差值做信號，那么表達式中將包含電感的影響，使溫度修正變得復雜。同時，采用這樣的方法，信號只須經過簡單的處理，即得到了線性的結果，這也是我們所希望的。這樣，我們在圖1所示電路的后面再接上一個簡單的頻率測量電路和信號處理裝置(單片機)，就構成了一個比較完整的測量系統。在信號需要遠傳的場合，可以將振蕩器與頻率測量及信號處理電路分開，將頻率信號放大后傳至頻率測量及信號處理電路。在要求不是太高的場合，一般可以采用這種直接測頻率的方法，因為單片機的時鐘信號頻率是穩定的，故可以采用軟件定時。同時一般單片機內都設有計數器(如MSC-51系列單片機有兩個16位的計數器)，這樣只需在單片機外設一個能適應計數頻率的較小的計數器。例如在單片機外接一片74LS393雙四位二進制計數器，與單片機內計數器串接起來，即可實現頻率不低于20MHz，最大計數值達224-1的計數。與電阻應變式、硅應變式相比，電路非常簡單。
需要特別說明的是，圖中的械開關僅是一種原理上的表述，在實際應用中可以采用特殊設計的微型繼電器(主要是壽命要足夠)。機械開關突出的優點是它特別接近理想開關，采樣速率也能滿足一般要求。例如濕簧繼電器，其接觸電阻甚至可以低至10mΩ以下，壽命可以達到108-109次。這里說的壽命是在廠家規定的較大的電負荷下的數值，在本應用中，因為電負荷已經非常小，其壽命的限制將主要取決于其簧片的彈性疲勞極限和觸點的機械磨損，而這些可以在設計上予以保證。同時，在設計上還可以采用變化的采樣時間來進一步提高其使用壽命即在待機狀態時使用較低的采樣速率，而在測量時采用較高的采樣速率。這在一些場合(如商用電子稱)中是可行的。
圖2a的電路是圖1的改進形式。它是一種變形的所謂“考畢茲振蕩器”。在圖1的電路中，開關接點上的電容將直接并聯在C0和C1上。雖然這一電容非常小，可能產生的變化也很小，但在要求很高的場合，仍可能是不可忽略的。在圖2a中，L1和L2是采用雙線并繞方式繞制的線圈，因此具有相同的電感，相同的溫度，其溫度系數也相同，故L0和L1、L2串聯后的電感，就象兩個完全一樣的電感，具有良好的對稱性。在電路產生振蕩時，L1C1支路(或L2C2支路)等效為一個電容(即呈電容性)，分析指出，其等效值為(1＋L1/L0)·C1，或(1+L2/L0)·C2。
而開關的分布電容就是與這個電容并聯的。一般L1/L0可以做到大于20，故開關分布參數的影響也將按比例減小。L0/L1較小，意味著諧振回路與晶體管集電極的耦合比較松，集電極參數變化對諧振回路影響比較小。為了進一步減小這種影響，可以在晶體管的集電極再接一個較小的電容。
這一電路的另一優點是諧振回路的有載Q值比較高，因此諧振回路與晶體管間的耦合可以較克拉潑電路和錫拉電路做得更松，振蕩也更穩定。在剛開機的一段時間內，因晶體管結溫上升，導致其參數發生變化，當這一改變過快時，將影響零點的穩定性(在開機的一段時間)，采用圖2a電路實驗，開關常通，在頻率為10MHz，回路電容為120Pf的情況下，開機5分鐘，頻率漂移竟然只有幾個Hz。
這個電路的缺點是由于采用并繞，不可避免地造成L1和L2間有一個分布電容。我們希望這個電容的影響盡量小，為此可采用四線并繞其中兩根線用作隔離線，在總匝數1/2處接地。當然也可以在軟件(后續的信號處理)中予以補償。圖2b是這種電路的電子開關形式。
上面的兩種電路形式，存在著開關導通電阻的影響。尤其是在采用電子開關的電路中，由于電子開關的導通電阻比較大，使得諧振回路Q值較低，影響振蕩的穩定性；而機械開關由于其響應時間等的限制(例如濕簧繼電器有放置位置要求和環境溫度要求)，不適應于采樣速率很高或其他有特殊要求的場合。同時由于其開關直接接在諧振回路之中，開關導通電的變化將使Q值發生變化，從而使頻率發生變化。分析指出較高的諧振回路Q值和L/C值有利于減小其影響。
圖3顯示了另一電路。它由兩個完整的振蕩器組成。它把開關移出了諧振回路，放在了振蕩管的射極回路(也可以放在其他極，例如可以放在基極控制工作點。控制工作點時，應使其工作點變化盡量小些，能滿足控制即可)。開關控制著振蕩器的振蕩條件當開關接通(也可以設計成斷開，例如斷開集電極的電源)時振蕩器的振幅條件不能得到滿足，無振蕩輸出；而此時使另一個諧振回路的振蕩器的振幅條件得到滿足，產生振蕩輸出。振蕩器的后面可以接一個“加法器”，輸出二者之一的振蕩信號到后面的信號處理電路(圖中未畫出)。在這個電路中，開關電阻及其寄生電容的影響幾乎不復存在。電路參數的對稱性的影響將居于主導地位。故其振蕩管應具有緊密的溫度耦合，最好采用雙生晶體管。其線圈也是采用雙線并繞結構，所不同的是，線圈分為匝數相等的兩個部分，經連接形成L1和L2。其中一個采用順接，而另一個采用反接，兩部分垂直放置。因此在理想情況下，一組線圈中通過的電流在另一組線圈中產生的感生電壓總是大小相等而方向相反，L1和L2間的電磁耦合為零，并且L1＝L2。事實上，我們更關心的不是L1和L2是否嚴格相等，而是它們是否具有相同的溫度特性和相同的溫度。在這一點上，它也能做得比較好。當然，分布電容的影響仍然是存在的，可采用四線并繞法減小它的影響。圖中只畫出了其原理表述的電路形式(機械開關)，電子開關可采用類似圖1的電路形式，或其他電路形式。這一電路的缺點是它需要配對的元件增加了，在前面的電路中，對反饋分壓電容的容量誤差無嚴格要求，在這里它必須保證兩個回路的對稱，振蕩管也同樣有這樣的要求。這就增加了成本和大規模生產的難度。
圖4電路克服了圖3電路的某些缺點，提供了比圖3能保持更好的對稱性。它是靠控制振蕩電路的相位條件來實現對諧振回路選擇的。它的諧振回路線圈繞制方法與圖3相同。但在其中一組L1L2的外面(或能產生互感的其他適當位置)又加繞了一組反饋繞組L5L6。當T1導通時，L5被接通，L4L2C2支路的振蕩相位條件被滿足，產生振蕩，其頻率決定于該支路的等效LC值；而L3L1支路由于感應的電壓大小相等而方向相反，故相當于C1被接地。反之，當T2被接通時，振蕩頻率將決定于L3L1C1支路的等效LC值，C2相當于被接地。在這個電路中，為減小T1T2集電極的影響，仍可在其集電極接一個小電容。圖中只要把T1T2換成一組轉換接點，就得到了其原理表述形式(即機械開關形式)，顯然，圖中把反饋電感的公共端放在晶體管的集電極乃至基極(另接集電極通路)也是可以的。在這里采用機械開關已無足夠的理由。
圖5顯示了另一種方案。它采用一對同步的開關實現了兩個的不同諧振回路的切換。圖中C1和C2分別是參比電容和敏感電容，C3和C4是反饋分壓電容。它的優點是只使用一只晶體管，在諧振回路中沒有開關。其缺點是需要兩個同步的開關，并且如果仍采用前面的方法繞制電感的話，就顯得太復雜了。此時可用普通的方法把電感繞制在一個選好的支架上然后按互感最小的方向放置后，用與支架同種材料灌封，支架材料可以采用石英，因為其溫度系數小，導熱性能好。又因為它們都封存在同一種材料中，因此其溫度特性也相同。
在上面的電路以及分析中，都是以電容為敏感元件，實際上，用電感做敏感元件同樣也是可以的，即分別用一“參比電感”和“敏感電感”參與振蕩，取其頻率之比為信號。我們不難根據前面以電容為敏感元件的電路演繹出電感電路的形式。圖7即是其一種。它采用變形的考畢茲振蕩器電路形式。圖中L1L2分別是參比電和敏感電感，二者也可用差動的形式，尤其在測量較大位移時，L1L2繞在同一骨架上，移動其中的磁芯，可實現較大位移的測量。小位移測量時可采用變氣隙方式。圖中反饋電壓取自分壓電容，其優點是簡化了電感的繞制工藝，更易于保持其對稱性。需說明的是，L0與L1L2之間不需要有互感。
在上面的圖中，反饋信號皆是取自電容，其優點是諧波成份少，不易產生寄生振蕩，頻率較穩定。其溫度系數應與“敏感電容”(或參比電容)一致。因為如果不這樣，信號Sx將是溫度的函數。這是我們所不希望的。在其溫度系數不等于“敏感電容”(或參比電容)時，我們利用通常的電路知識很容易估算出它所帶來的影響。在頻率比較低(采用周期測量方式)的時候，我們也可以采用電感耦合(變壓器反饋或采用所謂電感三點式電路)。
電感當然可以采用磁芯，但應保證所采用的磁芯在所使用的頻率范圍內其磁導率等參數是常數。在采用圖3、4、5的電路時，采用磁芯能減小兩組電感間的殘余互感，這是有利的一面，其不利的一面是又增加一個我們必須控制的變量。
采用磁芯以后，可以用較簡單的方法制造兩個溫度耦合緊密，對稱性較好的電感。就是在同一個磁芯體上繞制電感。磁芯可以做成垂直雙孔(壞)的形式，每孔繞一個線圈。也可以做成背靠背的雙E字形，以便利用氣隙改變電感，測量位移。因其處于同一個導熱性較好的磁芯體中，故其溫度相同；也因為其用的是同一磁芯體，故其溫度特性也相同。
本技術從本質上講是一種“積分式”的轉換技術，其轉換速率和分辨率之間存在著矛盾。我們沒有理由指望它在高速采樣方面有優秀的表現。但它可以輕而易舉地實現用其他方法需要花費很大代價才能獲得的有意義的高分辨率。那么它能達到的極限是多少呢？讓我們以最常用的情形作一下估計。假設振蕩頻率為20MHz(一個可以用通用的廉價器件實現的頻率)，采樣速率為每秒5次，最大頻偏為5％(對應的相對電容變化約為10％)，那么我們能夠得到的最大內碼是一百萬(不使用差動式敏感電容)，我們有理由相信有效信號范圍可達四至五個數量級，足以對許多場合的需要應付裕如。當然，用現有的模數轉換技術，得到這么大的內碼也是不難的。例如采用電壓-頻率變換器(VFC)就能做到。但其可信的程度呢？一個增益溫漂為20PPm/℃的VFC，如果工作溫度范圍為40℃，其誤差已達800PPm，即0.08％，這是不能令人滿意的。應該指出的是，在大批量的生產中，象這種由溫度漂移造成的誤差是難以用溫度補償來予以補救的，因為每一個元件的溫漂大小及方向都是離散的，要補償只能一個一個試驗，調整，這顯然是不現實的。因此，現有技術雖然也能得到很大的內碼，但有意義的內碼值則是不能令人滿意的。如果采用增益溫漂更小的器件，在信號采集、放大、乃至供電都需要同樣提高精度，單提高某一個環節的精度是沒有意義的。因此其成本的增加就更不能令人忍受。而本技術一次完成了從機械位移信號到數字電信號的轉換，又采用比值法處理信號，從而只須補償材料的溫度系數，因而得到很大內碼的有效信號。
但這并不能使我們滿足。有時，我們需要更高的分辨率。在采樣速率不變的情況下，要提高分辨率，就必須提高計數頻率。此時應采用周期測量方法。采用周期測量方法，可以很低的代價獲得100MHz(STTL電路)的計數速率。若對此還不滿意，還可以采用計數速率更高的電路(ECL電路或其他速度更快的電路)，計數頻率可達500-1000MHz，甚至更高。一般情況下，100MHz的計數速度已能應付使用。顯然，隨著要求的有效信號范圍的擴大，對其電路所有方面的要求(主要是對稱性和時鐘的穩定性)也更嚴格了。這有點類以差分放大器信號范圍究竟能做到多大，完全取決于其對稱性。
在采用電容為敏感元件的電路中，采用圖8所示的工藝結構可以較好地保證對稱性。圖中1是緣絕材料做成的極板結構，在其上涂敷導電材料層3，其一部分形成電容的一個電極。4是另一個電極，當然也可采用緣絕材料加導電層的結構。2是二電極間的支架，它可以在電極4的基礎上加工形成。這樣做的優點是排除了極間支架(當然是緣絕介質)尺寸誤差而造成的電容的不對稱性。
在周期測量方案中，我們把被測量信號按一定的分頻系數(取決于振蕩頻率和我們需要的采樣速率)分頻，得到一個與其振蕩周期成嚴格比例關系的周期信號。然后我們用這個信號去控制一個高速計數器的閘門，使其在被測信號的穩定(即換接電容后振蕩進入穩定)周期內計數。讀取計數值后，換接測量電容同樣計數并讀取，進行信號處理后即完成了一個采樣周期。顯然，高速計數器的時鐘信號應該穩定，因此最好采用石英振蕩器。
圖6示出了一種測量周期的電路方案。圖中的ZD即是產生被測信號的振蕩器，K端是選擇端，選擇參與振蕩的諧振回路或電容。D觸發器是為了使被測信號的每一次開始計數都是從一個完整的周期開始。C1是被測信號分頻器，C2是高速時鐘計數器，CP是其計數時鐘。工作過程是先由B信號(高電平)清零，此時各計數器是零值，D觸發器亦處于“0”狀態，其數據端也是0，并使計數器C2處于清零狀態，ZD產生的脈沖不能進入分頻器C1，C1最高位的Q非端為高電平。當B端變為低電平時，D可以被觸發，而且在此后的第一個ZD脈沖到來時被觸發，其Q端變為高電平，從而使C1和C2均進入計數狀態。當C1計至其最高位的Q非端翻轉為低電平時，該低電平將C2的計數通道封死，并使D清零，C1和均C2停止計數。而此一翻轉信號INT(負脈沖)通知后續信號處理電路(單片機或其他信號處理裝置)讀取C2的計數值。讀數完成后，先轉換K端的電平，實現測量電容或相應諧振回路的切換，然后延時，以待振蕩進入穩定。之后，發出一清零脈沖，其寬度應大于ZD信號的周期，從而進入了另一次周期計數。兩次計數完成并讀取了結果，即可認為完成了一次采樣。信號處理可以在周期計數期間進行。如此循環不已。需要說明的是，由于ZD的計數信號從C2的CP端傳至Q非端需要時間，即存在一個時間延遲t，使計數器C2多計了t·F(F為C2的時鐘頻率)一個數。它將給測量結果造成一定影響?？梢杂柘葴y出其值，然后在后續的信號處理中予以修正。圖中DATA中是數字信號輸出。
圖6所示邏輯電路就可實現這延遲的測量。圖中，C3是一分頻器，為把高速時鐘頻率降至C1計數器能適應的程度。非門1和與門2、與門3及或門4實現對信號源的選擇當CH端為高電平時，此時C1的計數脈沖來自ZD，如前所述，是處于正常測量功能；當CH端為低電平時，計數脈沖來自C3。C3的分頻系數應這樣選取C3從0計至計數器C1的輸出端產生跳變所需的脈沖數與計數器C2的模相等。這樣，當實際送至C3的計數脈沖數已達到計數器C2的最大計數值并產生溢出時，由于延遲的存在，C1的輸出端并未產生跳變，故C2又從0開始新一輪的計數。直至C1產生跳變，停止計數。此時C2中的值就是C1所產生的延遲。
器件產生的延遲畢竟是較小的，而且主要取決于器件本身，與工作環境也有一定關系，但并不太敏感，因此無須作頻繁的測量，所以不會占用很多采樣時間。甚至只須在生產時測量一次，將其作為一個常量保存就可以了。
在前面的分析中，我們假設在位移為零時敏感電容和參比電容相等。在實際生產中沒有必要，也做不到。事實上，由于兩個電容采用相同的結構，因此其極板面積和極距的不同，均在有關等式中反映為一個與溫度無關的常數。我們可以在標定中消除其影響。真正對精度構成威脅的是電路中并聯于測量電容兩端的分布電容(在頻偏比較大時分壓電容也不容忽視)。我們必須使分布電容的溫度系數與測量電容一致。這好象不容易，實際上只是在選擇一種合適的電感骨架和線路工藝，一旦選定，在大批量的生產中只要如法炮制就可以了。對稱性是這種方案(也是一切采用比較法技術)的生命。究竟能做到多大的測量范圍，就看其對稱性如何了。特別應該指出的是，因為我們采用比值法來取信號，因此這里所說的對稱性與通常是有區別的。它特別強調的是兩個對比元件(包括其分布參數)的溫度特性的一致，而不是它們必須嚴格相等。采用本技所制造的傳感器，應采用數字法標定。以保證其對稱性和穩定性。我們不難根據容易達到的水平估算出，本技術可以很低的代價使有效信號做到四個數量級以上。它可以每秒10次乃至更快一些的速率獲得七位甚至更多位數的內碼，但我們不能指望它以每秒1000次的速率獲得四位數的內碼。它的長處是以很低的成本獲得很高的精度，但它并不適合于需要采樣速率很高的場合。
綜上所述，本技術提供了一種頻偏式傳感器的測量電路及信號處理方法，其優點是一次完成從機械位移到數字電信號的轉換，有效信號范圍大，電路簡單，成本低，宜于大批生產。采用不同的變換元件，它可以用來測量重力、壓力、位移等，具有廣泛的用途。
權利要求
1.一種頻偏式傳感器測量電路，信號頻率由LC振蕩電路發生，采用諧振回路中的電容或電感作傳感件。其特征在于傳感件由兩個特性相同、溫度耦合緊密的元件組成，其一個中為敏感元件，另一個為參比元件。通過轉換電路，輪流使敏感元件和參比元件接入諧振回路產生振蕩輸出，分別測其頻率或周期，即可推知被測變量值。敏感元件和參比元件可以按差動方式工作。
2.一種頻偏式傳感器測量電路，信號由LC振蕩器發生，其特征在于在一個傳感電路中包含兩個溫度耦合緊密的 C諧振回路，并采用兩個諧振回路中具有相同電抗性質、相同溫度特性的元件分別作敏感元件和參比元件，輪流選取敏感元件和參比元件所在的諧振回路產生振蕩輸出。分別測其頻率或周期，即可推知被測變量值。敏感元件和參比元件可以按差動方式工作。
3.一種如權利要求1的頻偏式傳感器測量電路的信號取樣方法，其特征在于分別測取敏感元件和參比元件產生振蕩的頻率或周期，取其比值為信號。在求其比值前或已求取比值之后，可以作平方運算。
4.一種如權利要求1的電路，其振蕩電路采用變形的考畢茲振蕩器，敏感元件是電容。其特征在于諧振回路的電感的一部分是采用雙線繞制，形成兩個特性一致的電感L1L2，這兩個電感的首端(或尾端)分別與電容C1C2相接，而尾端(或首端)則分別與轉換開關的轉換端子相接。轉換開關輪流接通L1C1和L2C2所在的回路，并測其頻率或周期。
5.一種用于權利要求1和2的電感繞制方法，其特征在于電感采用雙線并繞，并且由匝數相同的兩組組成，一組采用首-尾相接方式連接，而另一組則采用反接，即將首-首(或尾-尾)相接，將其余兩端作為引出端子，兩組按互感最小原則放置，從而得到兩個溫度耦合緊密、磁耦合為零(理想情況)的電感。為減小分布電容的影響，可以在兩電感間同時加隔離繞組，即用四線并繞。
6.一種用于權利要求1或2的電感的制作方法，其特征在于將兩個采用同種骨架材料或同種磁芯的電感，按距離最近、互感最小的位置放置后灌封于絕緣介質中。
7.一種用于權利要求1或2的電感的制造方法，其特在于在同一磁芯體的不同磁路上按磁交連最小原則繞制兩個電感量相同的電感。
8.一種如權利要求2的電路，其振蕩電路的反饋是采用互感耦合實現的。其特征在于在取反相連接的電感組L3L4的外面或其他能產適當互感的位置，又繞制了繞組L5L6，L5L5的異名端接于電源(或晶體管)，其余兩端接向選擇電路或開關，選擇其中之一接向晶體管(或電源)當L5L6中的一個被接通時，與之相應L1L3C1回路或L2L4C2回路的振蕩相位條件得到滿足，面另一回路由于其中的感生電壓大小相等方向相反，相當于被接地。振蕩頻率由被選通諧振回路決定。
9.一種如權利1的傳感器測量電路，它采用電容為敏感元件，其特征在于其電容的極板至少有一個是在緣絕材料上涂敷導電層形成的。
10.一種如權利要求1的傳感器測量電路，其特征在于它采用兩個有磁芯的電感為敏感元件和參比元件。它取變形的考畢茲振蕩器電路形式，共用一個諧振電容和分壓電容。
全文摘要
本發明涉及頻偏式傳感器測量電路及其信號取樣方法。它采用一個與測量元件有著相同漂移特性的參比元件平衡掉了漂移?？梢砸淮瓮瓿蓮臋C械位移信號到數字電信號的轉換。它采用的比值取樣法，只需補償材料本身的溫度系數，就可以達到很高的精度。電路簡單，成本低，適合大批量生產。與不同的變換元件配合，可用于測量重力、壓力、機械位移等。
文檔編號G01D5/12GK1130755SQ9510875
公開日1996年9月11日 申請日期1995年8月16日 優先權日1995年8月16日
發明者何學新 申請人:何學新
專業數控銑床產品供應商
20年生產經驗，實力工廠，精工品質，質量有保障
