專利名稱：行為模型生成的制作方法
技術領域：
本發明涉及生成器件模型的方法。
背景技術：
寬帶微波系統和用于現代儀器應用的模塊的設計提出了重大挑戰。典型的微波系統包含若干個有源集成電路(IC)組件以及無源元件，這兩者在實際中可以是分布式的。這種系統經常過于復雜而無法完全仿真在晶體管描述級別下的非線性行為。然而，如果設計是用非線性模塊或IC的行為模型在更高級別的抽象下進行的，則完全系統仿真是實際可行的。這些行為模型必須描述IC的依賴于頻率的非線性行為，并且必須正確描述諧波傳播和系統的調制間失真，以使設計者能夠滿足嚴格的規范，同時要足夠簡單以允許進行快速的仿真。
因此，希望從自動化大信號向量網絡測量結果和詳細電路級別模型的自動化仿真與分析中生成擴展的非線性頻域行為模型。這種“黑盒”行為模型應當不要求關于非線性組件的電路配置或器件物理結構的先驗知識。
發明內容
根據本發明的實施例，生成了器件模型。以具有中心頻率的大振幅信號激勵器件的輸入端口。以小振幅信號音調(tone)擾動器件的第一端口。小振幅信號音調的頻率略微偏移中心頻率的諧波。獲得來自器件的結果信號的譜分量頻率以確定器件的模型系數。至少某些譜分量頻率發生在略微偏移中心頻率的諧波的頻率處。
圖1示出了根據本發明另一個實施例用于測試待測器件(DUT)以提取生成擴展的非線性頻域行為模型所必需的信息的測試配置的簡化框圖。
圖2示出了根據本發明另一個實施例用于用來提取生成擴展的非線性頻域行為模型所必需的信息的仿真的測試配置。
具體實施例方式
圖1示出了用于測試待測器件(DUT)15以提取生成擴展的非線性頻域行為模型所必需的信息的測試配置的簡化框圖。大振幅信號源11經由組合器13和偏置電源14向DUT 15的端口1提供大振幅信號音調。例如，組合器13是寬帶威爾金森(Wilkinson)組合器。小振幅信號源16經由開關17向DUT 15的端口1，以及/或者經由開關17、10dB放大器18和偏置電源19向DUT 15的端口2提供小振幅信號音調。小振幅信號音調相對于大振幅信號音調來說具有小振幅。向量非線性網絡分析儀(VNNA)20執行自動大信號向量網絡測量，其利用耦合器21執行對信道1的測量，利用耦合器22執行對信道2的測量，利用耦合器23執行對信道3的測量，利用耦合器24執行對信道4的測量。例如，VNNA 20是50GHz向量非線性網絡分析儀。測量可以例如使用VNNA 20的窄帶調制模式來執行。
例如，在大振幅信號源11向DUT 15的端口1提供恒定的大振幅信號音調的同時，小振幅信號源16在向每個端口施加小振幅信號音調時改變小振幅信號音調的頻率。例如，在每個端口，小振幅信號音調被分別表示為大振幅信號音調的每個諧波。例如，對大振幅信號音調的每個諧波執行該操作，直到達到小振幅信號源16和/或VNNA 20的帶寬的期望模型或限制所需的最大數。
VNNA 20執行測量以生成用來描述在大信號操作條件下DUT 15的行為的參數。這些參數可以例如由“S”和“T”系數來表示。
例如，S和T參數被用來根據下面的方程1對DUT 15的操作建模方程1Bpk(|A11|,f)=ΣqΣl=1...,MSpq,kl(|A11|,f)·Pk-l·Aql+ΣqΣl=1...,MTpq,kl(|A11|,f)·Pk+l·Aql*]]>方程1給出了由頻域方程限定的多諧波失真(PHD)行為模型，該頻域方程將每個端口p及諧波索引k處的復發射和散射波與在每個諧波每個端口處的入射波項的線性組合相關聯，并且獨立地與入射波和其諧波的復共軛相關聯。出現入射波中的復共軛項這一事實是輸入大振幅信號音調對輸出諧波譜的雅可比(Jacobian)譜映射的非解析性的必然結果，其代表在沒有小振幅信號音調干擾的情況下由單個大振幅信號音調建立的隨時間變化的操作點周圍的線性化。該和覆蓋了所有的端口索引q和諧波索引1。項|A11|代表大振幅信號音調的振幅。項f代表大振幅信號音調的基頻。項Bpk代表在端口p在諧波k處的DUT 15的輸出。項Aq1代表在端口q在諧波1處的DUT 15的輸入。項A*q1代表在端口q在諧波1處的DUT15的輸入的復數分量。
在方程1中，直流(DC)被排除在外，所以1諧波上的和在基頻處開始。可以擴展方程1以包括DC項，這種情況下和從索引0開始。
在方程1中，“P”是與S和T系數上的僅僅振幅相關性一道的純相位，是單個、大的、輸入音調激勵和下層系統的假定時間不變性的必然結果。例如，“P”可以進一步表示為下面的方程2方程2P＝exp(jArg(A11))通過相加除了方程1中的諧波之外的基礎分量(1＝1)引入的冗余要求強加下面的方程3給出的附加約束方程3Tp1，k1＝0在方程1中，系數S和T示為依賴于|A11|和f。當為了簡化丟棄該依賴性，并且使用相位乘來提供歸一化量時，方程1可以表示為下面的方程4方程4bpk=ΣqΣl=1...,MSpq,kl·aql+ΣqΣl=1...,MTpq,klaql*]]>方程1、2和3給出的模型結構使得從原理上，可以直接從三個測量結果中提取每個端口在每個諧波處的S和T系數。這些測量結果是在每個端口在每個諧波頻率處對沒有小振幅信號音調的干擾下的大振幅信號音調的響應；以及對由具有相對于大振幅信號音調基頻的兩個不同相對相位的小振幅信號音調干擾的大振幅信號音調的響應。
例如，對于大振幅信號音調的每個功率水平，在每個端口每個諧波處小振幅信號音調被單獨施加。如果測量系統無法控制小振幅信號音調相對于基礎的大振幅信號音調的相位，則測量結果是利用若干個隨機化的相位得到的，并且可以通過回歸分析提取S和T系數。
利用基于不同相對相位的測量結果來提取每個端口每個諧波處的S和T系數可能需要許多測量結果。一般來說，獲取在若干個相對于大振幅信號音調的不同相位處的測量結果可以將所需測量結果數乘上從2到10的因子。而且，以這種方式生成S和T系數會限制動態范圍，因此會限制模型可以被識別的數值精度。所產生的測量和仿真數據除了包含所期望的數據以外，還包含混在內的虛假非線性響應數據。這不僅增大了包含數據的文件的大小，還妨礙了非線性模型的直接解。相比于其它所要求的情況，其要求進行更復雜的回歸分析以從該非理想響應數據中識別模型。用在回歸分析中的用來生成詳細模型的虛擬激勵的多音調諧波平衡仿真可以導致比所期望的更長的仿真時間和存儲器使用。
或者，如果小振幅信號音調不是恰好在大振幅信號音調的每個諧波上生成的，而是在略微偏移大振幅信號音調的諧波的頻率處生成的，則可以利用單個仿真提取每個端口在每個諧波處的S和T系數。這在下面會更詳細的描述。
對于DUT 15的單個端口，作為時間函數的輸出波b(t)也是輸入波b(a(t))的非線性函數，如下面的方程5所給出的方程5b(t)＝b(a(t))在方程5中，輸出信號被認為是實信號并且非線性特性是代數的。這個限制不是必需的，但是得到了導出結果的更簡化方式。
現在考慮加到a(t)上的擾動信號(即，小振幅信號音調)。響應在下面的方程6中給出方程6
b(t)＝b(a(t))+Δa(t))假定干擾很小，則方程6可以用泰勒(Taylor)級數展開，并且只保留一階項，如下面的方程7中給出的方程7b(t)≈b0(t)+Δb(t)=b(a(t))+∂b(a(t))∂a·Δa(t)]]>在方程7中，b0(t)＝b(a(t))。
線性響應由下面的方程8給出方程8Δb(t)=∂b(a(t))∂a·Δa(t)]]>假定b(t)和a(t)是周期性的，則可以用傅立葉(Fourier)級數來展開方程8中給出的比率。a(t)的基頻是f0＝ω0/2π。也可以假定擾動信號(即，小振幅信號音調)Δa(t)是周期等于2π/Ω的周期性信號。結果在下面的方程9中示出方程9∂b(a(t))∂a=ΛDC+Σn=1∞(Λnejnω0tΛn*e-jnω0t)]]>Δa(t)＝ejωt+*e-jωt在方程9中，是具有小振幅的復數。與方程1中描述的DUT 15的PHD模型操作不同的是，方程9表明有兩個周期性信號，一個大，一個小，其基礎周期不相關。這是更為一般化的系統。將方程9中的值代入方程8中并執行乘法操作得到下面的方程10方程10Δb(t)=ΛDC∂ejΩt+ΛDC∂*e-jΩt+Σn=1∞Λn∂ej(Ω+nω0)t+Λn*∂e-j(Ω+nω0)t+Λn∂*ej(nω0-Ω)t+Λn*∂*e-j(nω0+Ω)t]]>當小振幅信號音調的頻率非常接近大振幅信號音調的基頻的諧波(整數倍)時，Ω＝mω0+ε，其中ε是正無窮小量。由于頻率偏移，Ω被稱為頻率mω0處的上邊帶刺激。
為了撿出在頻域中諧波頻率lω0(l是非負整數，l＝1，2，3…)處的響應的復數波譜分量Δb(t)，將貢獻量(contribution)劃分為單獨正比于和*的項。為了簡化，假定沒有DC分量。對于方程10的右手側的第三和第四項，正比于的貢獻量在l-m≥1時是Al-m，在l-m≤-1時是Am-l。對于方程10的右手側的第五和第六項，正比于*的貢獻量在l+m≥1時是Al+m，在l+m≤-1時是A-(m+l)。從而，響應于第m階諧波處的擾動在第1階諧波處的線性響應Δblm在下面的方程11中給出方程11Δblm＝Slm+Tlm*在方程11中，系數“S”根據上述傳導(conductance)的諧波級數給出。這允許S和T系數函數的行為與原始非線性特性的Volterra表達相關。
當方程11與方程4相比時，可以看出PHD模型的系數可以清楚地用方程9的“傳導”非線性特性的傅立葉級數來計算。跟蹤ε項，可以看出S系數是上邊帶處的響應，而在相同索引處的T系數是下邊帶響應。
更一般地，從基本混頻器的原理來看，如果由兩個音調(分別在(角)頻率ω0和ω1處)的和組成的信號經過非線性器件，則響應的分立頻率落在滿足下面的方程12的頻率ωmix處方程12ωmix＝Nω0+Mω1在方程12中，N和M是與混合項的階有關的整數，并且ωmix≥0(為了防止雙重計數)。
在本發明的實施例中，假定小振幅信號音調的振幅與大振幅信號音調的振幅相比總是較小。這等同于限制M＝±1。
小振幅信號音調頻率ω1被設為ω1＝mω0+ε。對于ε＝0，獲得了經典方法中的諧波相關實驗的退化情形。這對應于大振幅信號音調的基頻的第m階諧波處的小音調。將ε考慮為正無窮小量允許跟蹤來自不同起源的對輸出譜中的相同頻率有貢獻的兩個不同項。
作為示例，考慮大振幅信號音調的頻率ω0＝3GHz的示例。如果m＝2，則小振幅信號音調的頻率ω1＝6GHz+ε。譜響應的測量結果在下面的表1中給出
表1
在表1中，第一列指示正比于小振幅信號音調振幅的線性輸出的譜分量頻率。第二列是對該行中指定的頻率分量有貢獻的大音調的階(N)。負號指示負頻率分量。第三列指示小音調的階(M)。如上所述，只考慮M＝±1的項。第四列指示對該頻率的貢獻是在下邊帶還是在上邊帶。這由是加上ε還是減去ε以獲得譜分量頻率來確定。這也可以基于M是正數還是負數來確定。第五列指示對于每行可以由在譜的列頻率處采取的測量所確定的模型系數。
從表1中可見，在頻率＝0處只有一個貢獻量。這是上邊帶。對于下一組頻率(從3GHz到18GHz)有兩個貢獻量，其順序都是首先下邊帶，然后上邊帶。這是從大音調和小音調的階的兩個不同貢獻量得出的，其可以組合以給出這些頻率中每一個處的項。例如，在9GHz處，來自頻率3GHz的大振幅信號音調的第5階貢獻量與頻率6GHz的小振幅信號音調的負頻率分量組合，以給出5*3GHz+2*3GHz*(-1)＝9GHz處的分量。上邊帶來自于音調1中第一階項與音調2的正數項的組合，這是因為1*3GHz+1*2*3GHz＝9GHz。沒有其他的可能組合是以9GHz結束的。
取決于所需的精確度，可以在大振幅信號音調頻率的更高諧波處采取附加的測量。當采取來自DUT 15的測量結果時，如果邊帶音調的振幅大到足以進行測量，并且小振幅信號音調頻率中的偏移ε并不足以小到能夠獨立分解出上邊帶和下邊帶，則可以在大振幅信號音調的每個諧波頻率處檢測到上邊帶和下邊帶。
對于足夠高的階，替代邊帶的模式將持續。根據下面的關于歸一化量的方程13來提取S和T系數方程13Slm=Δbml+∂‾]]>Tlm=Δbml-∂*‾]]>在方程13中，“+”和“-”符號分別指示響應于由較小振幅信號音調在較大振幅信號音調基頻的諧波m處的擾動，對于較大振幅信號音調的每個諧波1處的上邊帶和下邊帶。
在表1的第一列中，存在所有頻率的這樣一個子集，在該子集處，存在非線性DUT 15對第m階(該示例中m＝2)諧波處的組合大振幅信號音調和小振幅信號音調的響應。該子集對應于這樣的頻率，在這些頻率處，響應正比于小振幅信號音調的振幅。這代表了具有一個大振幅信號音調和一個小振幅信號音調的系統的全輸出譜與只具有單個大振幅信號音調而沒有加上小振幅信號音調的系統的輸出之間的差別。對于進行測量的每個值m都存在諸如表1的表。當進行DUT 15的測量時，ε不是0，但是與大振幅信號音調的頻率相比非常小。
在器件仿真期間可以使用相同的混頻器分析。圖2圖示了測試待測器件(DUT)的仿真器設備。在第一設備部分31中，DUT被DC阻隔電容器(blocking capacitor)和50Ω電阻器隔離。輸入端口信號源向DUT提供信號。“V＝polar(a11，0)”表明具有振幅a11的大振幅信號音調。“Freq＝f”表明大振幅信號音調的基頻。“V_USB＝1”指示小振幅信號音調被放置在該端口處。
在第二設備部分32中，DUT也被DC阻隔電容器和50Ω電阻器隔離。輸入端口信號源向DUT提供信號。“V＝polar(a11，0)”表明具有振幅a11的大振幅信號音調。“Freq＝f”表明大振幅信號音調的基頻。“V_USB＝”指示沒有小振幅信號音調被放置在該端口處。輸出端口信號源也向DUT提供信號。“V＝polar(0，0)”指示沒有大振幅信號音調被放置在輸出端口處。“V_USB＝1”指示小振幅信號音調被放置在該端口處。
對于采用小信號混頻器(SM)分析(ss_freq＝是)并且諧波平衡計算的階數被設為等于8的情形，下面的表2給出了說明示例性仿真的性能的偽代碼表2Sweep a11from 0.01 Volts(V)to 1VStep f from 3GHz to 7GHz，step＝1GHzPerform a harmonic Balance Simulation at a11and fStep SASTF from f+ε to 5f+ε，step＝fEvaluate small-signal mixer output at a11，f andSSATFEnd LoopEnd LoopEnd在表2中，SASTF代表小振幅信號音調頻率。下面的表3給出了在f＝3GHz且SASTF＝6GHz+ε時，a11處的小信號混頻器輸出的估計的譜響應。在表3中，以頻率增大的順序列出了譜響應。
表3
從表3中可見，在21GHz、24GHz、27GHz和30GHz處只有上邊帶。這是因為為了使下邊帶存在，其必須對應于下面的方程14的解，例如對于21GHz的情形。
方程1421GHz＝n·3GHz-2·3Ghz在方程14中，n＝9，這超過了諧波平衡計算的階數(被設為等于8)，從而在仿真中未計算下邊帶。如果需要附加的下邊帶，則可以增大諧波平衡計算的階。
當利用可以從安捷倫公司獲得的高級設計系統(ADS)軟件執行仿真時，可以使用小信號混頻器(SM)分析作為激勵。該方法的一個優點是仿真更快，這是因為僅對單個大振幅信號音調進行諧波平衡分析，而不進行兩音調分析。另一個優點是SM分析精確(在數值精度上)得到大振幅信號驅動下的系統對諧波處的擾動的線性響應。兩音調諧波平衡分析，即使對小的那個音調，也會產生許多額外的混頻項，這增大了數據集的大小，并且需要更復雜的回歸分析來識別模型。
仿真是通過在每個端口處單獨將小信號偏移頻率從0加ε逐步增加到基礎大音調的某個上倍數加ε來建立的。對于這些條件中的每一個，對于要使用模型的每個功率水平和基頻執行SM分析。分析結果正好(對于每個基頻)是表3中所示的數據集。對于該范圍中ε的任何值的結果通常等同于五個有效數位。
例如，當利用ADS軟件執行仿真時，仿真數據被導出為通用儀器傳輸和交換文件(Citifile)格式。數學腳本從仿真讀取Citifile格式的數據，并且直接提取每個基頻每個功率水平處的S和T系數。最終，對于所有索引的組合，每個功率和頻率處的S和T的值被寫入到另一個Citifile，其被使用ADS中的模型的頻率定義器件(FDD)實現方式的仿真器用上述方程1讀取并插值。
或者，設置ε＝0給出了與表3中相同的信息，但是行的順序可能不相同。通過指定N(Mix1)或M(Mix2)的值，可以如上所述的選擇上邊帶和下邊帶。
在方程1表示的DUT 15的操作模型中，DUT 15例如代表放大器，并且被單個大振幅信號音調和多個小振幅信號音調激勵以獲得S和T系數。當DUT 15代表混頻器時，可以修改模型，例如包括與從單個大振幅信號音調的基頻偏移任意量的頻率相對應的項的總和(或積分)。這與放大器情形不同，其中模型的項以大振幅信號音調的基頻的諧波進行索引。為了獲得S和T系數，在偏移大振幅信號音調的多個頻率處引入小振幅信號音調，并且在每個偏移頻率處記錄所得到的上邊帶和下邊帶。
盡管一般使用單個大振幅信號正弦音調，但是在本發明的替代性實施例中，單個大振幅信號正弦音調也可以用周期性的或非周期性的大振幅信號來替代。例如，大振幅信號可以是數字信號。在這種情況下，與上述類似地計算非線性動態系統對小擾動的通用線性響應。例如，使用小振幅信號音調來擾動大振幅信號。在大振幅信號的至少一個中心頻率的每個諧波處，計算上部和下部；然而，每個上部和下部可以包括除單邊帶以外的譜。對于小振幅信號音調的每個適當定義的頻率，可以以與上述基本相同的方式來使用上/下譜輸出響應，以提取給出數字系統對小缺陷的動態響應的行為模型。例如，這種方法完全可用于高效解決預測數字系統中的誤碼率(BER)的問題。大振幅信號的中心頻率是感興趣的大振幅信號的頻帶的中間頻率。例如，大振幅信號可以只具有一個中心頻率，也可具有多個中心頻率。例如，對于被調制信號，載波信號出現在輸入譜的中心頻率處。從而，輸入譜的中心頻率就是被調制信號的中心頻率。對于音調信號，中心頻率出現在音調頻率處。
前述內容僅僅公開并描述了本發明的示例性方法和實施例。本領域技術人員可以理解，本發明可以以其他特定形式實現，而不脫離本發明的精神或實質特性。因此，本發明的公開內容只是示例性的，而不是對本發明范圍的限制，本發明的范圍應當由所附權利要求限定。
權利要求
1.一種用于生成器件模型的方法，包括利用具有中心頻率的大振幅信號激勵所述器件的輸入端口；利用小振幅信號音調擾動所述器件的第一端口，其中所述小振幅信號音調的頻率略微偏移所述中心頻率的諧波；以及獲得來自所述器件的結果信號的譜分量頻率，以確定所述器件的模型系數，所述譜分量頻率中的至少一些出現在略微偏移所述中心頻率的諧波的頻率處。
2.如權利要求1所述的方法，其中所述大振幅信號具有附加的中心頻率，并且所述方法還包括利用附加的小振幅信號音調擾動所述器件的第一端口，其中所述附加的小振幅信號音調的頻率略微偏移所述附加中心頻率的諧波；以及基于利用附加小振幅信號音調擾動所述器件的第一端口而得到的譜分量，獲得附加譜分量頻率。
3.如權利要求1所述的方法，其中所述大振幅信號是音調，所述中心頻率是所述音調的頻率。
4.如權利要求1所述的方法，其中所述大振幅信號是被調制信號，所述中心頻率是所述被調制信號的載波頻率。
5.如權利要求1所述的方法，其中所述器件是待測器件，所述獲得是由向量非線性網絡分析儀執行的。
6.如權利要求1所述的方法，其中所述器件是被仿真器件，所述獲得是由仿真軟件執行的。
7.如權利要求1所述的方法，其中響應于偏移所述中心頻率第m階諧波的頻率的小振幅信號音調，在所述中心頻率的第1階諧波的譜分量頻率處的線性響應Δb1m在下面的方程中給出Δb1m＝S1m+T1m*其中是復數，S1m是確定上邊帶處的振幅信號的系數，T1m是確定下邊帶處的振幅信號的系數。
8.如權利要求1所述的方法，其中所述器件是被仿真器件，所述獲得是由仿真軟件執行的，并且所述仿真軟件使用小信號混頻器分析來激勵并擾動所述器件，使得僅對所述大振幅信號進行諧波平衡分析。
9.如權利要求1所述的方法，其中所述第一端口是以下端口之一所述輸入端口；除了所述輸入端口外的器件端口。
10.如權利要求1所述的方法其中對所述中心頻率的多個諧波和所述器件的附加端口重復進行所述擾動。
11.一種對器件建模的系統，所述系統包括用于利用具有中心頻率的大振幅信號激勵所述器件的輸入端口的裝置；用于利用小振幅信號音調擾動所述器件的第一端口的裝置，其中所述小振幅信號音調的頻率略微偏移所述中心頻率的諧波；以及用于獲得來自所述器件的結果信號的譜分量頻率以確定所述器件的模型系數的裝置，所述譜分量頻率中的至少一些出現在略微偏移所述中心頻率的諧波的頻率處。
12.如權利要求11所述的系統其中用于激勵所述器件的輸入端口的裝置是大振幅信號源；其中用于擾動所述器件的第一端口的裝置是小信號源；并且其中用于獲得來自所述器件的結果信號的譜分量頻率的裝置是向量非線性網絡分析儀。
13.如權利要求11所述的系統，其中用于激勵所述器件的輸入端口的裝置、用于擾動所述器件的第一端口的裝置和用于獲得譜分量頻率的裝置被實現在仿真軟件內。
14.如權利要求11所述的系統，其中響應于偏移所述中心頻率第m階諧波的頻率的小振幅信號音調，在所述中心頻率的第1階諧波的譜分量頻率處的線性響應Δb1m在下面的方程中給出Δb1m＝S1m+T1m*其中是復數，S1m是確定上邊帶處的振幅信號的系數，T1m是確定下邊帶處的振幅信號的系數。
15.如權利要求11所述的系統，其中所述器件是被仿真器件，所述用于獲得的裝置是由仿真軟件實現的，并且所述仿真軟件使用小信號混頻器分析來激勵并擾動所述器件，使得僅對所述大振幅信號進行諧波平衡分析。
16.一種包含軟件的計算機可讀介質，所述軟件當被執行時執行用于生成器件模型的方法，所述方法包括利用具有中心頻率的大振幅信號激勵所述器件的輸入端口；利用小振幅信號音調擾動所述器件的第一端口，其中所述小振幅信號音調的頻率略微偏移所述中心頻率的諧波；以及獲得來自所述器件的結果信號的譜分量頻率，以確定所述器件的模型系數，所述譜分量頻率中的至少一些出現在略微偏移所述中心頻率的諧波的頻率處。
17.如權利要求16所述的計算機可讀介質，其中所述器件是被仿真器件，所述獲得是由仿真軟件執行的。
18.如權利要求16所述的計算機可讀介質，其中響應于偏移所述中心頻率第m階諧波的頻率的小振幅信號音調，在所述中心頻率的第1階諧波的譜分量頻率處的線性響應Δb1m在下面的方程中給出Δb1m＝S1m+T1m*其中是復數，S1m是確定上邊帶處的振幅信號的系數，T1m是確定下邊帶處的振幅信號的系數。
19.如權利要求16所述的計算機可讀介質，其中所述器件是被仿真器件，所述獲得是由仿真軟件執行的，并且所述仿真軟件使用小信號混頻器分析來激勵并擾動所述器件，使得僅對所述大振幅信號進行諧波平衡分析。
20.如權利要求16所述的計算機可讀介質其中對所述中心頻率的多個諧波和所述器件的附加端口重復進行所述擾動。
全文摘要
本發明公開了一種用于生成器件模型的方法。利用具有中心頻率的大振幅信號來激勵器件的輸入端口。利用小振幅信號音調來擾動器件的第一端口。小振幅信號音調的頻率略微偏移中心頻率的諧波。獲得來自器件的結果信號的譜分量頻率以確定器件的模型系數。至少某些譜分量頻率出現在略微偏移中心頻率的諧波的頻率處。
文檔編號G01R31/00GK1804646SQ20051013764
公開日2006年7月19日 申請日期2005年12月31日 優先權日2005年1月14日
發明者戴維·E·魯特, 戴維·D·沙里特, 約翰·伍德 申請人:安捷倫科技有限公司
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