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專利名稱：脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收方法及接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及脈沖超寬帶雷達(dá)技術(shù)領(lǐng)域，解決脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號接 收問題，特別涉及一種脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收方法及接收裝置。
背景技術(shù)：
脈沖超寬帶雷達(dá)發(fā)射的超寬帶脈沖信號瞬時相對帶寬大于25%，具有極 高的距離分辨率，同時超寬帶信號豐富的低頻分量保證其良好的穿透特性。 因此可實現(xiàn)對介質(zhì)中隱蔽目標(biāo)的高分辨率探測與識別，廣泛用于對障礙物后 面隱藏的目標(biāo)進(jìn)行探測、定位、跟蹤和狀態(tài)分析，以及搜救被煙霧或廢墟遮 蓋的受害者。
針對于脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號在一段時間內(nèi)可近似為周期信號或準(zhǔn)周 期信號的特點，脈沖超寬帶雷達(dá)接收裝置可采甩隨機(jī)等效采樣方法來重構(gòu)回 波信號的波形，以此來降低脈沖超寬帶雷達(dá)接收裝置的硬件成本及復(fù)雜度。 在隨機(jī)等效采樣方式下，模擬觸發(fā)電路檢測觸發(fā)電平并發(fā)出觸發(fā)信號，每次 觸發(fā)采樣一輪。模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC: Analog to Digital Converter)在最高 轉(zhuǎn)換速率下連續(xù)工作，等觸發(fā)信號的到來，亞納秒級時長檢測電路分別測量 出觸發(fā)信號與ADC的第一個采樣點的時間差tl、 t2、 t3、 t4…，這個時間差
表明了觸發(fā)后的初始數(shù)據(jù)采樣時刻。以這個時間差作為起點，隨后而來的每 次采樣，對應(yīng)的時間位置構(gòu)成了一個遞增序列，這個序列的間隔由ADC的采 樣速率決定。完成了一輪采樣后可得到一組數(shù)據(jù)，這組數(shù)據(jù)在存儲器中的位 置就由這次采樣數(shù)據(jù)對應(yīng)的時間序列決定。經(jīng)過多輪的隨機(jī)采樣，得到多組 采樣數(shù)據(jù)序列，以觸發(fā)點為基點，根據(jù)從觸發(fā)信號到觸發(fā)后ADC的第一個采 樣點的時間差tl、 t2、 t3、 t4…，把多組采樣數(shù)據(jù)序列組合，就可以重構(gòu)出 一個周期的信號波形。在重復(fù)輸入周期性波形的前提下，就可以用這多組采 樣數(shù)據(jù)序列重建出信號的波形。隨機(jī)等效采樣方法的原理示意圖如圖1所示。 由于本方案模擬觸發(fā)電路和精確的亞納秒級時長檢測電路作為隨機(jī)等效采樣 中的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，用于識別第一個采樣時刻同觸發(fā)點的時間差，模擬觸發(fā)的精 確度，亞納秒級時長檢測電路的測時精度將直接影響該方法重構(gòu)波形的精度， 而這些電路均需要復(fù)雜的模擬電路來實現(xiàn)，這就導(dǎo)致電路調(diào)試難度增加；而 且模擬電路抗干擾能力差，定時和精度很難保證，也直接導(dǎo)致重構(gòu)波形的精 度下降。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是提供一種脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收方法及 接收裝置，它能夠降低硬件電路的復(fù)雜度及調(diào)試難度。
為解決上述問題，本發(fā)明所設(shè)計的脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收方法，包括 如下步驟
步驟1、接收脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的模擬信號并進(jìn)行模擬信號的放大。
步驟2、在脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的帶寬Bw和重復(fù)周期Tc已知的條 件下，選定信號的等效采樣時鐘周期TEs、采樣次數(shù)M及采樣時鐘周期Ts， 其中，等效采樣時鐘周期TEs滿足TEs《l/2Bw，采樣次數(shù)M滿足M^T/TEs， 采樣時鐘周期Ts滿足TS=N T。/M，此式中N為與采樣次數(shù)M互質(zhì)的任一 自 然數(shù)。
步驟3、將處理后的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，并以采樣 時鐘周期Ts對脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號進(jìn)行M次采樣，并獲得一組采樣值。
步驟4、根據(jù)m呵mod(nTs，To)]/TEs將步驟3所得M次采樣值進(jìn)行重新排 序，此式中n-O， 1， 2，……M-l為重組前的采樣點序號，m為重組后的采樣 點序號，mod為取余運(yùn)算。取余運(yùn)算mod，除法運(yùn)算/是常見的數(shù)學(xué)運(yùn)算， 在C語言、Matlab、 VHDL、 Verilog等語言中都有集成的函數(shù)可調(diào)用，上式 的運(yùn)算順序是先執(zhí)行mod(nTs,TQ)，再執(zhí)行除法運(yùn)算。m=[mod(nTs，To)]/TES即 表示要用nTs/To后所得的余數(shù)去除以TES，最后將結(jié)果賦予m。
步驟5、按重組后的采樣點序號m值遞增方式將該采樣值序號所對應(yīng)的 采樣值進(jìn)行重組，重構(gòu)出一個周期的信號波形，進(jìn)而重構(gòu)出所接收的脈沖超 寬帶雷達(dá)回波信號。
在上述方案中，采樣時鐘周期Ts有多種選取值，選取較小的Ts值，采樣 頻率較高。反之，選取較大的Ts值可以降低采樣頻率，但必須保證雷達(dá)回波 信號的周期性，否則重構(gòu)出的波形將失真。
根據(jù)上述方法所設(shè)計的脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收裝置，主要由天線、寬 帶低噪聲小信號放大電路、模數(shù)轉(zhuǎn)換電路、時鐘產(chǎn)生電路、雙口隨機(jī)存儲器、 重組電路及主控電路構(gòu)成；接收的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號經(jīng)天線匹配接寬 帶低噪聲小信號放大電路輸入端；寬帶低噪聲小信號放大電路的輸出端接模 數(shù)轉(zhuǎn)換電路模擬輸入端；模數(shù)轉(zhuǎn)換電路數(shù)據(jù)輸出端接雙口隨機(jī)存儲器的一個 數(shù)據(jù)端，同時主控電路為該雙口隨機(jī)存儲器的數(shù)據(jù)端提供地址線；雙口隨機(jī) 存儲器的另一數(shù)據(jù)端和地址端接重組電路；主控電路輸出端接時鐘產(chǎn)生電路 的啟動端，時鐘產(chǎn)生電路的輸出接模數(shù)轉(zhuǎn)換電路時鐘輸入端；同時，主控制電路的輸出接模數(shù)轉(zhuǎn)換電路啟動端及重組電路的啟動端； 其中
主控電路存儲有脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的帶寬Bw、脈沖超寬帶雷達(dá)回
波信號的重復(fù)周期To、等效采樣時鐘周期TEs、采樣次數(shù)M及采樣時鐘周期 Ts等參數(shù)，其中Tes《1/2Bw、 M=Tq/Tes;
時鐘產(chǎn)生電路為輸出周期為Ts的采樣時鐘的時鐘產(chǎn)生電路，其中TS=N To/M，此式中N為與采樣次數(shù)M互質(zhì)的任一自然數(shù)；
重組電路為根據(jù)n^[mod(nTs,T())]/TEs將模數(shù)轉(zhuǎn)換電路所得M次采樣值進(jìn) 行重新排序、并按重組后的采樣點序號m值遞增方式將該采樣值序號所對應(yīng) 的采樣值進(jìn)行重組，重構(gòu)出一個周期的信號波形的重組電路，其中11=0， 1， 2，……M-l為重組前的采樣點序號，m為重組后的采樣點序號，mod為取余 運(yùn)算。取余運(yùn)算mod，除法運(yùn)算/是常見的數(shù)學(xué)運(yùn)算，在C語言、Matlab、 VHDL、 Verilog等語言中都有集成的函數(shù)可調(diào)用，上式的運(yùn)算順序是先執(zhí)行 mod(nTs,To)，再執(zhí)行除法運(yùn)算。m=[mod(nTs,To)]/TES即表示要用nTs/T。后所 得的余數(shù)去除以Tes，最后將結(jié)果賦予m。
本發(fā)明與現(xiàn)有隨機(jī)等效采樣技術(shù)相比，不需要觸發(fā)電路和時長測量電路， 具有結(jié)構(gòu)簡單、可靠性高等優(yōu)點。


圖1為現(xiàn)有隨機(jī)采樣方法原理示意圖2為本發(fā)明一種脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收裝置的結(jié)構(gòu)框圖； 圖3為本發(fā)明一種脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收裝置的實現(xiàn)電路； 圖4為本發(fā)明脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收方法的原理示意圖； 圖5為天線接收的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號經(jīng)寬帶低噪聲小信號放大器 后的波形；
圖6為本發(fā)明脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的重構(gòu)波形。
具體實施例方式
圖2為本發(fā)明一種脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收裝置的結(jié)構(gòu)框圖，圖中—表 示模擬信號，—表示數(shù)字信號，=^表示數(shù)據(jù)總線，。:〉表示地址總線。 該裝置主要由寬帶低噪聲小信號放大電路、模數(shù)轉(zhuǎn)換電路、時鐘產(chǎn)生電路、 雙口隨機(jī)存儲器(DPRAM: Dual-Port Random Access Memory )、重組電路及 主控電路構(gòu)成。天線接收的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號經(jīng)過匹配接寬帶低噪聲 小信號放大電路輸入端。寬帶低噪聲小信號放大電路的輸出端接模數(shù)轉(zhuǎn)換電 路模擬輸入端。模數(shù)轉(zhuǎn)換電路數(shù)據(jù)輸出端接雙口隨機(jī)存儲器的一個數(shù)據(jù)端，同時主控電路為該數(shù)據(jù)端提供地址線。雙口隨機(jī)存儲器的另一數(shù)據(jù)端和地址 端接重組電路。主控電路控制時鐘產(chǎn)生電路，時鐘產(chǎn)生電路的輸出接模數(shù)轉(zhuǎn) 換電路時鐘輸入端。同時，主控制電路控制模數(shù)轉(zhuǎn)換電路啟動及重組電路的 啟動。模數(shù)轉(zhuǎn)換在時鐘的驅(qū)動下將輸入的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號轉(zhuǎn)換成數(shù) 字信號，并將數(shù)據(jù)傳送到雙口隨機(jī)存儲器中緩存起來，由重組電路將雙口隨 機(jī)存儲器中的數(shù)據(jù)進(jìn)行重組，重構(gòu)出所接收的超寬帶雷達(dá)回波信號。
天線接收的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號經(jīng)過匹配接收，送入寬帶小信號放
大器進(jìn)行放大。由于超寬帶雷達(dá)的回波信號帶寬通常大于lGHz，且回波信號 通常較弱，寬帶低噪聲小信號放大器必須具備較寬的帶寬，滿足所采用的超 寬帶雷達(dá)脈沖帶寬，另外該放大電路應(yīng)具有相位線性好、可靠性高、噪聲低、 動態(tài)范圍大的特點。本發(fā)明的最佳實施例所述寬帶低噪聲小信號放大電路見 圖3，主要由耦合電容C1和C5、晶體管Q1和Q2、以及外圍的直流電壓源 DC、電感、電容和電阻構(gòu)成；天線接收的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號經(jīng)過耦合 電容Cl耦合，接入晶體管Ql基極；電阻R5、電容C3并聯(lián)一端接晶體管 Ql發(fā)射極，另一端接地；電阻R1、 R2串聯(lián)一端接晶體管Q1集電極，另一 端接直流電壓源DC，構(gòu)成直流偏置電路；晶體管Q1的集電極接晶體管Q2 的基極；電阻R6、電容C4并聯(lián)一端接晶體管Q2發(fā)射極，另一端接地；電 阻R3，電感Ll并聯(lián)一端接晶體管Q2集電極，另一端接電阻R1;電阻R4 接晶體管Q2的發(fā)射極和晶體管Ql的基極，耦合電容C5 —端接晶體管Q2 的集電極， 一端接模數(shù)轉(zhuǎn)換電路。晶體Q1、 Q2選取寬帶晶體管BFP420，由 電阻R4構(gòu)成負(fù)反饋，將低端的增益進(jìn)行有效抵制，實現(xiàn)平坦度很好的增益。 實現(xiàn)的寬帶低噪聲小信號放大器的工作頻率為100MHz 2. OGHz,增益約為 29dB,噪聲系數(shù)小于等于1. 5dB。
主控電路存儲有脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的帶寬Bw、脈沖超寬帶雷達(dá)回 波信號的重復(fù)周期To、等效采樣時鐘周期TEs、采樣次數(shù)M等參數(shù)，其中等 效采樣時鐘周期Tes在小于等于1/2Bw范圍內(nèi)選定，如脈沖超寬帶雷達(dá)的回 波信號帶寬BW>1GHZ，則可得TES<500ps，此時我們便可在該范圍內(nèi)選定 一個等效采樣時鐘周期TEs;采祥次數(shù)M-Tq/Tes。
本發(fā)明選擇輸出周期為Ts滿足Ts二N TQ/M的采樣時鐘的時鐘產(chǎn)生電路， 其中N為與采樣次數(shù)M互質(zhì)的任一自然數(shù)。選取較小的N值，采樣時鐘周 期Ts較小，采樣頻率較高；反之，選取較大的N值可以降低采樣速率。對于 脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號，在較小的At時間段內(nèi)，可近似為一周期信號， 因此N值的選取必須滿足NTQ<At，即！SKAt/T。，否則雷達(dá)回波信號的周期 性難以保證，重構(gòu)出的波形將失真。主控電路接時鐘電路的啟動端，輸出使 能信號控制時鐘產(chǎn)生電路啟動，時鐘產(chǎn)生電路輸出周期時間Ts的采樣時鐘至模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的時鐘輸入端。本發(fā)明最佳實施例的模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的驅(qū)動時鐘 由可控時鐘管理芯片產(chǎn)生。主控制電路通過接口將控制命令字寫入芯片中，
產(chǎn)生周期為Ts的差分時鐘信號，故在選擇采樣時鐘周期Ts時，必須考慮具體 的時鐘管理芯片的實現(xiàn)。時鐘的時間抖動要小，采樣時鐘的時間抖動將會降 低模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的信噪比及動態(tài)范圍。本發(fā)明最佳實施例的選用AD9517-4作 為時鐘產(chǎn)生芯片，主控電路通過串行外圍設(shè)備接口 (SPI)將控制字寫入該時 鐘芯片，通過一個鎖相環(huán)和一系列分頻器產(chǎn)生所需要的采樣時鐘，其時間抖 動小于500飛秒，上升沿和下降沿小于180皮秒。
脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號經(jīng)放大后，經(jīng)過阻抗匹配，送入模數(shù)轉(zhuǎn)換電路 的輸入端。主控電路的輸出接模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的啟動端，模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的時鐘 由時鐘產(chǎn)生電路產(chǎn)生。由于模數(shù)轉(zhuǎn)換電路要將模擬的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信 號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，因此模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的全功率帶寬需大于超寬帶雷達(dá)回波 信號的帶寬，即需要選擇全功率帶寬大于lGHz的寬帶模數(shù)轉(zhuǎn)換電路。另外由 于準(zhǔn)等效采樣后還需要重組數(shù)據(jù)，而模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的孔徑抖動直接影響采樣 點的時間準(zhǔn)確度，故模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的孔徑抖動要足夠小，對于超寬帶信號， 要求模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的孔徑抖動要在飛秒級。模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的時鐘由時鐘電路 產(chǎn)生，對于等效采樣而言，由于需要通過重組采樣點來重構(gòu)波形，因此對采 樣的時間的準(zhǔn)確性要求很高，所以時鐘產(chǎn)生電路所產(chǎn)生的時鐘，其頻率穩(wěn)定 性要高。本發(fā)明最佳實施例的模數(shù)轉(zhuǎn)換電路見圖3，包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC和 外圍電路，寬帶低噪聲小信號放大電路的輸出端接電感L2;電感L2與電容 C6串聯(lián)接寬帶變壓器Tl的一次側(cè)左上端；寬帶變壓器Tl 一次側(cè)左下端接地， 二次側(cè)右端接電阻R7、電阻R8;電阻R7與電阻R8中間接地；二次側(cè)寬帶變 壓器Tl中間抽頭接C8到地；電阻R7接電容C7、電阻R9到模數(shù)轉(zhuǎn)換器的正 級輸入端口，電阻R8接電容C9、電阻R10接模數(shù)轉(zhuǎn)換器的負(fù)極輸入端口， 構(gòu)成差分模擬輸入。寬帶變壓器T1將脈沖超寬帶雷達(dá)回波單端信號轉(zhuǎn)換成差 分信號，變壓器的帶寬必須滿足信號的帶寬要求，同時與匹配電阻、濾波電 容實現(xiàn)對高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器前端的信號調(diào)理。在較寬的輸入頻率范圍內(nèi)改善增 益的平坦度，同時保持高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器的高動態(tài)范圍，又使增益突起和帶寬 降低效應(yīng)減至最小。
主控電路輸出接重組電路的啟動端，控制重組電路的啟動。在本發(fā)明最 佳實施例中，主控制電路、雙口隨機(jī)存儲器及重組電路由一塊現(xiàn)場可編程門 陣列(FPGA)芯片實現(xiàn)，見圖3。雙口隨機(jī)存儲器由現(xiàn)場可編程門陣列芯片 內(nèi)的嵌入式陣列塊模塊EAB (Embedded Array Block)配置而成。重組電路 按m=[mod(nTs,To) ]/TES式進(jìn)行重組，上式中n=0， 1， 2， M-l為重組前
的采樣點序號，m為重組后的采樣點序號，mod為取余運(yùn)算。取余運(yùn)算mod，除法運(yùn)算/是常見的數(shù)學(xué)運(yùn)算，在C語言、Matlab、 VHDL、 Verilog等語言 中都有集成的函數(shù)可調(diào)用，上式的運(yùn)算順序是先執(zhí)行mod(nTs，T())，再執(zhí)行除 法運(yùn)算。m-[mod(nTs,To)]/TEs即表示要用nTs/ To后所得的余數(shù)去除以TES， 最后將結(jié)果賦予m。模數(shù)轉(zhuǎn)換電路采樣的數(shù)據(jù)按采樣地址(即重組前的采樣 點序號n)遞增方式存入雙口隨機(jī)存儲器，則主控電路根據(jù)上式可計算出重 組地址(即重組后的采樣點序號m)。注意到式中有除法運(yùn)算，而實現(xiàn)采樣點 個數(shù)M為有限個，本發(fā)明最佳實施例先將預(yù)先計算的重組后m采樣點存入一 個數(shù)組，采用査表的方法來執(zhí)行重組，以減少運(yùn)算的復(fù)雜度。最后，重組電 路根據(jù)重組后的采樣點序號m遞增方式進(jìn)行重組，重構(gòu)出一個周期的脈沖超 寬帶雷達(dá)回波信號的波形，其效果等價于利用采樣間隔Tes対一個周期的回 波信號進(jìn)行采樣，即可利用較低的采樣率達(dá)到較高采樣率的效果。
本發(fā)明脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收方法的原理示意圖見圖4。圖5是脈沖 超寬帶雷達(dá)回波信號經(jīng)接收天線、寬帶低噪聲小信號放大器后的波形，采用 agilent的寬帶示波器測量，圖6為采用本發(fā)明的基于準(zhǔn)隨機(jī)采樣的脈沖超寬 帶雷達(dá)信號接收裝置經(jīng)過數(shù)據(jù)重組以后的回波信號，可以看出，本發(fā)明的接 收裝置性能優(yōu)越，與寬帶示波器測量波形基本一致。
本發(fā)明脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收方法包括如下步驟
步驟1、接收脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的模擬信號并進(jìn)行模擬信號的放大。
步驟2、在脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的帶寬Bw和重復(fù)周期T。已知的條 件下，選定信號的等效采樣時鐘周期TEs、采樣次數(shù)M及采樣時鐘周期Ts。 采樣時鐘的周期Ts的確定是本方法的關(guān)鍵技術(shù)之一，其具體步驟如下
1) 脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的周期性。
盡管脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號不是嚴(yán)格的周期信號，其特性與反身寸目標(biāo) 有關(guān)，但在足夠小的At時間段內(nèi)，我們?nèi)钥梢詫⒚}沖超寬帶雷達(dá)回波信號近 似為準(zhǔn)周期信號。如檢測人體心跳的回波信號，正常人的心跳約為每分鐘 60 100次，則可近似認(rèn)為在At《(60/100;K).6s內(nèi)人的心臟是不跳動的，則在 △t時間段內(nèi)脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號為準(zhǔn)周期信號，再如檢測屋內(nèi)人體的運(yùn) 動，若極限運(yùn)動速度100m/10s，雷達(dá)分辨率為lcm，則當(dāng)AK〈 (10/ (100X 100) )K).001s，脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號為準(zhǔn)周期信號。
2) 確定等效采樣時鐘周期TES。
由于等效采樣頻率fES = l/TES， fES與接收的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的 帶寬Bw必須滿足Nyquist采樣定理，即有
fES》2Bw ① 由此我們可以根據(jù)脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的帶寬確定等效采樣時鐘周期TES。如脈沖超寬帶雷達(dá)的回波信號帶寬Bw〉lGH^則由①可得TEs〈500ps， 此時我們便可在該范圍內(nèi)選定一個等效采樣時鐘周期TES。而TEs與超寬帶雷 達(dá)脈沖重復(fù)周期To間必須滿足-
T0=MTES (M為自然數(shù)) ②
由此可見，在脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號重復(fù)周期T。已知的條件下，確定 了等效采樣時鐘周期TES，即相當(dāng)于確定了進(jìn)行一次重組所需的采樣次數(shù)M， 即M二T/Tes。
3)采樣時鐘周期Ts確定。
當(dāng)脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號重復(fù)周期TQ已知，采樣時鐘周期Ts可由下 式?jīng)Q定
TS=N T0/M ③ 式中N為M互質(zhì)的任一自然數(shù)。由③可見，采樣時鐘周期Ts有多種選
取值，選取較小的N值，采樣時鐘周期Ts較小，采樣頻率較高。反之，選取
較大的N值可以降低采樣速率，但必須滿足NT0<At， g口lsKAt/To，否則雷
達(dá)回波信號的周期性難以保證，重構(gòu)出的波形將失真。
步驟3、將處理后的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，并以采樣
時鐘周期Ts對脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號進(jìn)行M次采樣，并獲得一組采樣值。 步驟4、將步驟3所得采樣值進(jìn)行排序重組。
對于脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號，在At時間段內(nèi)，可近似為一周期信號，
表示為
s(t) = t (Ak cos(宇t) + BkSin(宇t)) ④
以采樣時鐘周期Ts采樣M次，回波信號的離散形式表式為
s(n) = |>k cos(宇nTs) + BkSin(^nTs》 ⑤
k=I l() 丄O
式中0=0， 1， 2，……M-l為離散采樣時刻，k為k次諧波分量。取第一個采 樣點為采樣起始點，即觸發(fā)點，在To、 Ts、 Tes已知條件下，后面每次采樣點 與第一個采樣點間的時間差可以計算出來，其重組方法如下
m= [mod(nTs，T0)]/TES ⑥ 式中n為重組前的采樣點序號，m為重組后的采樣點序號，mod為取余 運(yùn)算。取余運(yùn)算mod，除法運(yùn)算/是常見的數(shù)學(xué)運(yùn)算，在C語言、Matlab、 VHDL、 Verilog等語言中都有集成的函數(shù)可調(diào)用，上式的運(yùn)算順序是先執(zhí)行 mod(nTs，To)，再執(zhí)行除法運(yùn)算。m=[mod(nTs,T。)]/TES即表示要用nTs/T。后所 得的余數(shù)去除以Tes，最后將結(jié)果賦予m。按m值的大小遞增方式對采樣值進(jìn)行排序，重構(gòu)出一個周期的雷達(dá)回波信號為
<formula>formula see original document page 11</formula>
其中111=0， 1， 2,……M-l，由 可知，對周期信號進(jìn)行采樣時鐘周期Ts準(zhǔn)隨 機(jī)采樣，經(jīng)過數(shù)據(jù)重組，重構(gòu)出的一個周期的雷達(dá)回波信號，其效果等價于 利用采樣時鐘周期TES對一個周期的回波信號進(jìn)行采樣，即可利用較低的采 樣率達(dá)到較高采樣率的效果。
本發(fā)明采用準(zhǔn)隨機(jī)采樣方式進(jìn)行信號的接收，其原理如圖4所示在脈 沖超寬帶雷達(dá)回波信號重復(fù)周期T。已知的條件下，根據(jù)信號的帶寬選擇等效 采樣時鐘周期TES，根據(jù)③式選取特定的采樣時鐘周期Ts，啟動模數(shù)轉(zhuǎn)換， 開始采樣，當(dāng)采樣點達(dá)到②式中M點時完成一次采樣。相對于圖l所示常規(guī) 隨機(jī)等效采樣而言，取第一個采樣點為采樣起始點，即觸發(fā)點，在To、 Ts已 知的條件下，后面每個采樣點與觸發(fā)點間的時間差可以計算出來，也就是說 常規(guī)隨機(jī)等效采樣所需的時間鑒別電路和觸發(fā)電路是不需要的，從而簡化準(zhǔn) 隨機(jī)等效采樣電路，使其易于實現(xiàn)。最后按⑥式進(jìn)行采樣點重組，重構(gòu)出一 個周期的信號波形，進(jìn)而重構(gòu)出所接收的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號，從而實 現(xiàn)高采樣率的等效采樣。同時我們必須注意到，準(zhǔn)隨機(jī)等效采樣之所以不需 要觸發(fā)電路和時間鑒別電路，是建立在被測信號的周期To必須已知的條件下 的，這在雷達(dá)等一些特定的應(yīng)用場合是可以滿足的。
權(quán)利要求
1、脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收方法，包括如下步驟步驟1、接收脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的模擬信號并進(jìn)行模擬信號的放大；步驟2、在脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的帶寬BW和重復(fù)周期T0已知的條件下，選定信號的等效采樣時鐘周期TES、采樣次數(shù)M及采樣時鐘周期TS，其中TES≤1/2BW、M＝T0/TES、TS＝N T0/M，此式中N為與采樣次數(shù)M互質(zhì)的任一自然數(shù)；步驟3、將處理后的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，并以采樣時鐘周期TS對脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號進(jìn)行M次采樣，并獲得一組采樣值；步驟4、根據(jù)m＝[mod(nTS，T0)]/TES將步驟3所得M次采樣值進(jìn)行重新排序，此式中n＝0，1，2，……M-1為重組前的采樣點序號，m為重組后的采樣點序號，mod為取余運(yùn)算；步驟5、按重組后的采樣點序號m值遞增方式將該采樣值序號所對應(yīng)的采樣值進(jìn)行重組，重構(gòu)出一個周期的信號波形，進(jìn)而重構(gòu)出所接收的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號。
2、 根據(jù)權(quán)利要求1所述的脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收方法，其特征在 于步驟2中所述等效采樣時鐘周期TEs為50ps 500ps。
3、 脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收裝置，主要由天線、寬帶低噪聲小信號 放大電路、模數(shù)轉(zhuǎn)換電路、時鐘產(chǎn)生電路、雙口隨機(jī)存儲器、重組電路及 主控電路構(gòu)成；接收的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的天線匹配接寬帶低噪聲 小信號放大電路輸入端；寬帶低噪聲小信號放大電路的輸出端接模數(shù)轉(zhuǎn)換 電路模擬輸入端；模數(shù)轉(zhuǎn)換電路數(shù)據(jù)輸出端接雙口隨機(jī)存儲器的一個數(shù)據(jù) 端，同時主控電路為該雙口隨機(jī)存儲器的數(shù)據(jù)端提供地址線；雙口隨機(jī)存 儲器的另一數(shù)據(jù)端和地址端接重組電路；主控電路輸出端接時鐘產(chǎn)生電路 的啟動端，時鐘產(chǎn)生電路的輸出接模數(shù)轉(zhuǎn)換電路時鐘輸入端；同時，主控 制電路的輸出接模數(shù)轉(zhuǎn)換電路啟動端及重組電路的啟動端；其中主控電路為存儲有脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號的帶寬Bw、脈沖超寬帶 雷達(dá)回波信號的重復(fù)周期To、等效采樣時鐘周期TEs、采樣次數(shù)M及采樣 時鐘周期Ts參數(shù)的主控電路，其中Tes《1/2Bw、 M=To/Tes;時鐘產(chǎn)生電路為輸出周期為Ts的采樣時鐘的時鐘產(chǎn)生電路，其中Ts =NT。/M，此式中N為與采樣次數(shù)M互質(zhì)的任一自然數(shù)；重組電路為根據(jù)m呵mod(nTs,T。)]/TEs將模數(shù)轉(zhuǎn)換電路所得M次采樣 值進(jìn)行重新排序、并按重組后的采樣點序號m值遞增方式將該采樣值序號 所對應(yīng)的釆樣值進(jìn)行重組，重構(gòu)出一個周期的信號波形的重組電路，上式 中n=0， 1， 2，……M-l為重組前的采樣點序號，m為重組后的采樣點序號， mod為取余運(yùn)算。
4、 根據(jù)權(quán)利要求3所述的脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收裝置，其特征在 于所述時鐘產(chǎn)生電路輸出的等效采樣時鐘周期TEs為50ps 500ps。
5、 根據(jù)權(quán)利要求3所述的脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收裝置，其特征在 于所述寬帶低噪聲小信號放大電路主要由耦合電容CI和C5、晶體管 Q1和Q2、以及外圍的直流電壓源DC、電感、電容和電阻構(gòu)成；天線接 收的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號經(jīng)過耦合電容CI耦合，接入晶體管Ql基 極；電阻R5、電容C3并聯(lián)一端接晶體管Q1發(fā)射極，另一端接地；電阻 Rl、 R2串聯(lián)一端接晶體管Q1集電極，另一端接直流電壓源DC，構(gòu)成直 流偏置電路；晶體管Q1的集電極接晶體管Q2的基極；電阻R6、電容C4 并聯(lián)一端接晶體管Q2發(fā)射極，另一端接地；電阻R3，電感L1并聯(lián)一端 接晶體管Q2集電極，另一端接電阻R1;電阻R4接晶體管Q2的發(fā)射極 和晶體管Ql的基極，耦合電容C5 —端接晶體管Q2的集電極， 一端接模 數(shù)轉(zhuǎn)換電路。
6、 根據(jù)權(quán)利要求3所述的脈.沖超寬帶雷達(dá)信號接收裝置，其特征在 于所述模數(shù)轉(zhuǎn)換電路包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器和外圍電路，寬帶低噪聲小信號放 大電路的輸出端接電感L2;電感L2與電容C6串聯(lián)接寬帶變壓器Tl的一 次側(cè)左上端；寬帶變壓器T1一次側(cè)左下端接地，二次側(cè)右端接電阻R7、 電阻R8;電阻R7與電阻R8中間接地；二次側(cè)寬帶變壓器Tl中間抽頭接 C8到地；電阻R7接電容C7、電阻R9到模數(shù)轉(zhuǎn)換器的正級輸入端口，電 阻R8接電容C9、電阻R10接模數(shù)轉(zhuǎn)換器的負(fù)極輸入端口，構(gòu)成差分模擬 輸入。
7、 根據(jù)權(quán)利要求3所述的脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收裝置，其特征在 于所述雙口隨機(jī)存儲器、重組電路及主控電路集成在同一現(xiàn)場可編程門 陣列芯片中。
全文摘要
本發(fā)明公開一種脈沖超寬帶雷達(dá)信號接收方法及接收裝置，天線接收的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號經(jīng)寬帶低噪聲小信號放大電路輸出至模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的模擬輸入端，模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的數(shù)據(jù)輸出端接雙口隨機(jī)存儲器的一個數(shù)據(jù)端，同時主控電路為該數(shù)據(jù)端提供地址線，雙口隨機(jī)存儲器的另一數(shù)據(jù)端和地址端接重組電路。主控電路控制時鐘產(chǎn)生電路，時鐘產(chǎn)生電路的輸出接模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的時鐘輸入端。主控制電路控制模數(shù)轉(zhuǎn)換電路的啟動及重組電路的啟動。模數(shù)轉(zhuǎn)換電路在時鐘的驅(qū)動下將輸入的脈沖超寬帶雷達(dá)回波信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，并將數(shù)據(jù)傳送到雙口隨機(jī)存儲器中緩存起來，由重組電路將雙口隨機(jī)存儲器中的數(shù)據(jù)進(jìn)行重組，重構(gòu)出所接收的超寬帶雷達(dá)回波信號。
文檔編號G01S7/292GK101581781SQ20091011409
公開日2009年11月18日 申請日期2009年5月23日 優(yōu)先權(quán)日2009年5月23日
發(fā)明者盧會群, 歐陽繕, 蔣留兵, 謝躍雷, 黃守麟 申請人:桂林電子科技大學(xué)