專利名稱：測距方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種方法和裝置，它用來測量到地下的、水中或雪中的待測目標的距離，到熔煉爐或轉爐中爐渣面或鋼水面的距離，以及到普通待測目標的距離。
以采用電磁波的非接觸方式測量到地下或水中的待測目標的距離的已知方法包括在日本專利公開說明書55-44916中給出的發射幾毫微秒數量級(10-9秒)單脈沖的方法，以及在文獻“采用編碼脈沖的地下雷達”(鈴木等，電子、信息和通信工程研究所，技術報告SANE87-4，1987)中給出的發射偽隨機信號以代替脈沖信號的另一方法。
在發射偽隨機信號的方法中，易于產生自相關輸出的M序列信號(最大長度序列)或Barker編碼信號一類的偽隨機信號以一定的脈沖重復頻率(PRF)產生，則在進行功率放大后，所產生的信號作為電磁波通過發射天線發射到地下或者水中。由待測目標反射的電磁波通過接收天線被接受，從而在利用采樣裝置將高速接收信號轉換為低速接收信號之后，接收信號由一個相關器進行脈沖壓縮，并產生一個信號幅度增大的檢測信號。從發射偽隨機信號到由相關器產生檢測信號之間的時間間隔如同普通雷達一樣，等于電磁波在發射和接收天線與待測目標之間的距離上來回傳播的時間，這樣，到待測目標的距離就可被計算出來。一般來說，電磁波在地下比在空中衰減更多，而且相位也有變化。這樣，所用電磁波的頻率就應根據地球的性質(例如濕土壤或干土壤)及檢測距離等因素來選擇。
上述測量的偽隨機信號的發射與相關器檢測信號的產生之間的時間這種普通的方法和裝置具有一個缺點，就是需要一個采樣裝置，從而增加了元件數目，增大了裝置的尺寸，增加了成本。此外，相關器需要一個分接的延遲線作為組成部分，其缺點是接收信號通過延遲線引起的波形畸變會導致測量誤差。
另一方面，將接收信號進行模數轉換并進行數字信號處理的相關器構成方法仍沒有大量采用，這是因為電路元件的響應速度有限及難于進行實時處理所致。
另外，測量熔煉爐、轉爐中爐渣面或鋼水面的普通液面測量方法，以及測量待測目標位置的方法大致可分為二種，即接觸式和非接觸式。
接觸式方法包括一種已公開在日本實用新案公開說明書61-129858中的導電式檢測方法及相應的裝置，其中至少兩個電極在爐子上方上下移動，電壓加在電極之間，由此通過電極間的導電檢測爐渣的存在，通過電極的位置可測量爐渣面。
此外，作為接觸式的溫度分布測量方法，在日本專利公開說明書61-217516中給出一種裝置，許多溫度傳感器以適當間距埋在轉爐的吹管中，爐中的溫度分布由溫度傳感器隨時測量，，從而根據溫度分布的特點測出爐渣面。
非接觸式方法包括一種在日本專利公開說明書63-21584及61-57875中給出的微波FMCW(調頻連續波)方法，其中頻率約為10GHz的連續微波被調頻，并從天線向待測表面發射，由此可得出發射信號與從待測表面反射的波混和而形成的拍頻，并測出表面位置。這種測量天線至待測目標距離的方法是基于微波在天線至待測目標的距離來回傳播所需的時間與拍頻有關。
此外，還有一種已知的利用微波脈沖調制的方法，其中象用普通雷達檢測飛翔目標一樣，頻率約為10-20GHz的微波被脈沖調制并被發射，根據從待測目標接收到反射波時波傳播所需的時間正比于到目標的距離，可測出到待測目標的距離。
另外，如文獻“使用隨機信號序列的脈沖壓縮雷達的實驗研究”(Nishimoto等，電子、信息和通訊工程研究所，技術報告SANE85-25，1985年9月)所給出的，已知一種采用雷達的測量方法，其中頻率為1至幾十GHz的載波被偽隨機信號調制，例如被一個最大長度序列信號調制，并向目標發射，以接收從目標的反射波，而且在解調系統中使用了與分接的延遲線相結合的最佳匹配濾波器和一個加權加法器以進行脈沖壓縮，由此提高分辨率和靈敏度。
對于上述尋常的液面測量方法或者測量到目標距離的方法，如果它們是接觸式的，就會減小接觸爐中礦渣或鋼水部件的使用壽命，或者會損壞這些部件。在導電檢測的情況下，存在產生錯誤信號的缺點，這種信號是由于灰塵或爐中的鋼水濺沫導致的絕緣部件失靈而引起的，并存在由于電極垂直運動的檢測而導致的不能進行連續測量的缺點等等。
此外，在接觸式的溫度分布測量方法中，溫度傳感器埋在水冷卻的吹管中會由于吹管的熱傳遞性質而減小這些溫度傳感器的靈敏度。還有另一個缺點，就是在為了改善測量精度而增加溫度傳感器的數目時，從空間和溫度的角度對傳感器的接線存在許多限制。
在非接觸式的微波FMCW方法中，由于爐內空間有限，且在此空間中存在吹管和進料口這樣的微波反射體，當微波向爐內發射時，會產生包括多次反射波在內的不希望有的反射波。這樣就產生了缺點，即很難消除這些不希望有的反射信號，從而很難精確測量僅從待測目標反射的信號。
另外，在非接觸式的脈沖調制微波方法中，由于通常信號的接收是在脈沖調制波完全發射完之后進行的，考慮到微波的傳播速度，對于短距離測量雷達就需要發射一個具有較大發射峰功率并被很短時間間隔的脈沖調制的微波，并需要測量接收到從近距目標反射的反射信號所需的很短的時間，缺點就是很難從技術上實現這些措施，從而使這種方法不適用于爐子液面測量之類短距離測量中。
進而，在非接觸式的微波脈沖壓縮雷達方法中，存在這樣的缺點，即在接收信號后對脈沖寬度進行壓縮以增加接收功率并由此改善分辨率和靈敏度時，在解調系統中所需的與分接的延遲線結合的最佳匹配濾波器和加權加法器的結構較復雜，特別是當偽隨機信號的長度增加(例如從25增到220)以增加靈敏度時，裝置的結構更復雜，尺寸也加大，從而增加了成本。還有另一個缺點，即需要進行繁瑣的操作，例如調整各分支的延遲時間，以及對波在延遲線中傳播時波形的畸變進行調整校正。另一個缺點是在用數字信號處理來構成匹配濾波器的作用時，需要有高速A-D轉換器和高速計算單元，同樣這也會使裝置的結構復雜，尺寸增大并增加成本。
本發明的目的是構成一種方法和裝置，它能克服常規的測量地下或水中待測目標距離的方法和裝置的缺陷，并且用簡單的結構就可以測量到這些待測目標的距離。
本發明的另一個目的是構成一種方法和裝置，它能克服常規的測量熔煉爐、轉爐中爐渣面或鋼水面的方法和裝置的缺陷，并且能夠用便宜的裝置不受灰塵等測量環境的影響，以非接觸方式連續地精確測量爐渣面或鋼水面一類液面位置或者到近距的待測目標的距離。
為完成第一個目的，按照本發明構成一種距離測量方法，包括產生形狀相同但頻率略有不同的第一和第二偽隨機信號;將偽隨機信號分為兩部分，一部分向待測目標發射，另一部分與第二偽隨機信號相乘以算出乘積(第一乘積);算出由目標反射的接收信號與第二偽隨機信號的乘積(第二乘積);測量第一乘積的時序形狀與第二乘積的時序形狀之間的時間差;從而測出到目標的距離。
為完成第一個目的，按照本發明構成一種距離測量裝置，包括用來產生形狀相同但頻率略有不同的第一和第二偽隨機信號的第一和第二偽隨機信號發生裝置;將第一偽隨機信號發生裝置的輸出作為發射信號發射到待測目標的發射裝置;接收從目標反射的信號以得到接收信號的接收裝置;將第一和第二偽隨機信號發生裝置的輸出相乘的第一乘法器;將接收裝置的輸出和第二偽隨機信號發生裝置的輸出相乘的第二乘法器;及測量第一和第二乘法器輸出的時序形狀時間差的裝置。
為完成第二個目的，按照本發明構成了一種測距方法，它包括產生第一偽隨機信號和形狀與第一偽隨機信號相同但頻率略有不同的第二偽隨機信號;將第一和第二偽隨機信號相乘以得到乘積的時序形狀，用第一偽隨機信號調制一個載波并將調制的載波發射到待測目標;將從目標反射的接收信號與第二偽隨機信號相乘;檢測相關調制載波以產生檢測信號的時序形狀;并且測量乘積時序形狀和檢測信號的時序形狀之間的時間差，從而測量到目標的距離。
為實現第二個目的，按照本發明構成了一種測距裝置，包括第一偽隨機信號發生裝置;用以產生形狀與第一偽隨機信號發生裝置的輸出信號相同但頻率略為不同的輸出信號的第二偽隨機信號發生裝置;將第一偽隨機信號和第二偽隨機信號發生裝置的輸出相乘的第一乘法器;將載波發生裝置的輸出信號被第一偽隨機信號發生裝置的輸出調制后所得到的信號作為發射信號發射到待測目標的發射裝置;接收從目標反射的信號以形成接收信號的接收裝置;將接收裝置的輸出與第二偽隨機信號發生裝置的輸出相乘的第二乘法器;檢測第二乘法器產生的載波的檢測裝置;及測量檢測裝置產生的檢測信號的時序形狀與第一乘法器的乘積時序形狀之間的時間差的測量裝置。
按照本發明的第一和第二方案，采用這樣的方法具有使從待測目標的檢測信號與參考信號間的測量時間在時間尺度上大大地擴展了的優點，其中第一偽隨機信號被直接發射到待測目標或者由第一偽隨機信號進行相位調制的載波被發射到待測目標，且從目標反射的接收信號由形狀與第一偽隨機信號相同而頻率相近的第二偽隨機信號進行相關處理，則時間的測量可直接采用低速信號。結果在常規的實時高速信號處理中所需的取樣裝置就可去掉，且裝置可用低速電路元件構成，可減小裝置尺寸和成本。
此外，在正比于待測距離的時間測量中，測量相對于實時是用大大擴展的時間尺度來進行的，從而不僅到近距目標的距離可精確測量，而且從指定目標反射的有用信號和觀測范圍以外的無用信號可在時間尺度上被清楚地區別并彼此分開，以產生一個檢測信號。這樣，在測量爐內的液面時，既使在爐內空間有限，可能產生無用的反射波的測量環境下，也可以消除無用的反射波，并穩定地測量液面。
附圖簡要說明
圖1是發射偽隨機信號的常規水下或地下探測雷達系統的框圖;
圖2是圖1中相關器的框圖;
圖3是表示本發明第一個實施例的框圖;
圖4是表示圖3中7位最大長度序列信號發生器結構的框圖;
圖5是最大長度序列信號發生器的輸出波形圖;
圖6是用來解釋圖3實施例工作情況的一組信號波形;
圖7是表示時鐘的一個實施例的框圖;
圖8是用于第一實施例的圖形顯示系統的框圖;
圖9是第一實施例中檢測信號的顯示圖象;
圖10是本發明第二實施例的框圖;
圖11是用來解釋第二實施例工作情況的一組信號波形;
圖12是第二實施例用于測量熔煉爐中爐渣面的裝置的示意圖。
下面結合附圖詳細說明雖然本發明和已有技術在使用偽隨機信號方面具有共同特征，但已有技術是使用單一偽隨機信號以測量電磁波實際傳播時間的方法。相反，本發明是一種使用兩個形狀相同但頻率彼此略有不同的偽隨機信號的方法，檢測兩信號在發射前和接收后的相關輸出，由此與實時相比大為擴展測量時間。這樣，為了明確本發明與已有技術的差別，先對已有技術進行解釋。
參照圖1，其中示出常規的發射偽隨機信號的地下或水下探測雷達系統的框圖。圖中標號107表示一個功率放大器，108為接收放大器，109為發射天線、110為接收天線，116為地下或水中的目標，117為最大長度序列信號發生器，118為采樣裝置，119為相關器，而120-1、120-2和120-3為增益控制器。
圖2為相關器的框圖，圖中標號121表示分接的延遲線，122為極性轉換器，123為加法器。
下面說明圖1和圖2裝置的工作原理。首先，一個觸發信號以一定的重復頻率加到最大長度序列信號發生器117上。最大長度序列信號發生器117被用作一個偽隨機信號發生裝置，且其編碼具有一定周期性。每次加以觸發信號時，最大長度序列信號發生器117產生一個周期的最大長度信號。最大長度序列信號發生器117的輸出信號通過增益控制器120-1、功率放大器107和增益控制器120-2由發射天線109作為電磁波發射到地下或水中。所發射的電磁波被地下或水中的待測目標116反射。接收天線110的輸出信號經過接收放大器108和增益控制器120-3加到采樣裝置118上。采樣裝置118具有將高速信號轉換為低速信號的作用。假定相應于N個觸發信號獲得了N個波形相同的接收信號，這個接收信號在時間上分為N個信號X1，X2，……XN。這樣，第一個接收信號中只有信號X1被采樣，而第二個接收信號中只有信號X2被采樣。這種采樣過程反復進行，從而從N個接收信號中產生了單一的接收信號X1，X2，……XN。用這種方法，采樣裝置118將高速接收信號轉換為低速接收信號，而它的輸出被加到相關器119中。相關器119具有確定輸入信號與預先存儲的最大長度序列信號之間相關程度的作用，圖2表示它的詳細框圖。輸入信號被加到分接的延遲線121上，各信號根據其延遲時間由各分支輸出。由分接的延時線121的分支輸出的信號被加到極性轉換器122上。在極性轉換器122中，“+”號表示不進行極性轉換，而“-”號表示進行極性轉換。輸出信號并行加到加法器123中，它依次將并行的輸入信號相加以得到和。結果，接收信號在時間上被壓縮而在幅值上增加了，隨后它從相關器119輸出。在這種技術中，采用偽隨機信號是為了對接收信號進行脈沖壓縮，而與普通雷達一樣，距離測量是用電磁波在發射和接收天線與待測目標之間來回傳播所需的時間來進行的。
其次，對本發明進行說明。按照本發明的距離測量方法包括產生用來發射和從待測目標接收的第一偽隨機信號，和作為參考信號的與第一偽隨機信號形狀相同但頻率略為不同的第二偽隨機信號;檢測參考的第二偽隨機信號與發射的第一偽隨機信號之間最大相關值的出現時刻，以及第二偽隨機信號與接收的第一偽隨機信號之間最大相關值的出現時刻;測量兩個最大相關值檢測時刻的時間間隔;由此測量正比于到待測目標距離的時間。這個測量的時間與常規方法中電磁波傳播所需的實際時間相比大為擴展，這樣就可以直接用低速信號來測量時間。
按照本發明第一實施例的距離測量裝置采用上述測量方法，則不再需要以前用于高速信號處理的采樣裝置，且裝置由低速電路元件構成。此外，也不需要由于波形畸變而產生測量誤差的分接延遲線。
另外，按照第一實施例的裝置還包括為了檢測偽隨機信號之間最大相關值而采用的檢測相關值的一對乘法器;當各乘法器獲得最大輸出值時產生脈沖的裝置;以及測量兩個脈沖間時間間隔的裝置，從而可進行非常精確的時間測量。
在這個實施例中，兩個偽隨機信號發生裝置都是時鐘同步型的偽隨機信號發生器，且兩個發生器結構相同只是驅動時鐘信號的頻率彼此略有不同。這樣，可采用普通電路來構成兩個偽隨機信號發生裝置。
第一實施例的工作原理介紹如下。
假設f1表示第一偽隨機信號的時鐘頻率，f2表示第二偽隨機信號的時鐘頻率，且兩偽隨機信號形狀相同。假定f1＞f2。
若TB表示一個時間范圍，在此范圍內通過檢測發射的第一偽隨機信號和第二偽隨機信號之間的相關程度為最大值而產生一個參考信號則在TB時間內包含的第一和第二偽隨機信號的波數差正好是一個周期的N倍。
換言之，TB·f1＝TB·f2+N化簡上式，時間TB由式(1)給出TB＝N/(f1-f2) (1)換句話說，參考信號獲得最大值的時間TB在兩時鐘頻率差減小時增大。
進而，若TD表示由確定第一偽隨機信號經發射、由待測目標反射、傳播一段時間τ再被接收而產生的信號與第二偽隨機信號之間相關程度而產生檢測信號的時刻，與參考信號達到最大值的時刻之間的時間差，則在時間差TD內第二偽隨機信號的波數比在TD內第一偽隨機信號的波數小，差為第一偽隨機信號在時間τ內的波數，于是有TD·f2＝TD·f1-τ·f1化簡上式，時間差TD由(2)式給出TD＝τ·f1/(f1-f2) (2)換句話說，傳播時間τ在時間尺度上擴展f1/(f1-f2)倍，或者它以低速TD測量。由于這種測量時間的擴展，按照本發明的距離測量方法和裝置就很適用于短距離測量目的。
若V表示傳播速度，X表示到待測目標的距離，則傳播時間τ由下式給出
τ＝2X/V由(2)式可得到(3)式X＝〔(f1-f2)/2f1〕·V·TD(3)通過測量時間差TD，由(3)式就可以測量距離X。
現在參考表示本發明第一實施例的框圖3，標號101和102表示時鐘信號發生器，103和104為最大長度序列信號發生器，105和106為乘法器，107為功率放大器，108為接收放大器，109為發射天線，110為接收天線，111和112為低通濾波器，113和114為最大值檢測器，115為測時表，116為待測目標。
此外，第一偽隨機信號發生裝置由時鐘信號發生器101和最大長度序列信號發生器104構成。
第二偽隨機信號發生裝置由時鐘信號發生器102和最大長度序列信號發生器104構成。
功率放大器107和發射天線109構成向目標116發射第一偽隨機信號發生裝置的輸出信號的發射裝置。
接收天線110和接收放大器108構成接收從目標116反射的接收信號的裝置。
時間差測量裝置由低通濾波器111和112、最大值檢測器113和114及測時表115構成。
參考表示7位最大長度序列信號發生器結構的圖4，標號124表示7位結構的移位寄存器，125為“異或”邏輯電路。
圖5是最大長度序列信號發生器的輸出波形圖。
圖6是用來解釋圖3實施例工作原理的一組波形。
下面參照圖4-6說明本實施例的工作原理。時鐘信號發生器101產生頻率為f1的時鐘信號而時鐘信號發生器102產生頻率為f2的時鐘信號。本發明的一個特征就是第一時鐘信號的頻率f1與第二時鐘信號的頻率f2非常接近，頻率差很小。下面給出一種情況，其中f1＝100.004MHz，f2＝99.996MHz，頻率差f1-f2＝8KHz。時鐘信號發生器101產生的頻率為f1的時鐘信號作為同步信號被加到最大長度序列信號發生器103，以產生最大長度序列信號，而時鐘信號發生器102產生的頻率為f2的時鐘信號被同樣地加到最大長度序列信號發生器104。最大長度序列信號發生器103和104可以作為一種偽隨機信號發生裝置被使用，而Baker碼發生器也可代替最大長度序列信號發生器來使用。在本實施例中，使用了7位最大長度序列碼，它的結構示于圖4。
換言之，由與時鐘信號同步的7級觸發器構成的移位寄存器124被采用，從而第六級和第七級觸發器的輸出信號通過“異或”電路125加到第一級觸發器，且未示出的時鐘信號加到各觸發級，由此從7級觸發器產生輸出信號以得到與時鐘信號同步的最大長度序列碼。這樣產生的最大長度序列碼是周期性循環的碼，由數字“1”和“0”或“+”和“-”構成，在本實施例中數字“1”和“0”分別產生正電壓(+E)和負電壓(-E)信號，如圖5所示。對于循環的最大長度序列信號的周期，由于信號包括7位，在產生N＝27-1＝127個信號后完成一個周期。隨后，在下一個或第128個信號開始產生與上一周期相同的信號，且這一周期反復循環。一般地，雖然在部分考慮時最大長度序列信號是隨機信號，它仍被作為實現自相關作用的信號使用，并被用在常規裝置的脈沖壓縮雷達中。
最大長度序列信號發生器103和104由相同電路構成，產生同樣的7位最大長度序列信號，僅有的差別是輸入時鐘信號的頻率f1和f2彼此略有差別。
另外，采用ECL(發射耦合邏輯)元件可很容易地構成時鐘頻率約為100MHz的移位寄存器。每個最大長度序列信號發生器103和104反復地輸出每周期包括127個電壓+E和-E的最大長度序列信號M1和M2。但是由于輸入時鐘信號頻率彼此略有差別，最大長度序列信號M1和M2之間周期長度略有不同。最大長度序列信號M1和M2的周期可以確定如下M1的周期＝127×1/100.004MHz≈1269.9492ns，而M2的周期＝127×1/99.996MHz≈1270.0508ns。換句話說，最大長度序列信號M1和M2的周期約為1270ns(10-9秒)的同時，兩個周期時間相差約0.1毫微秒。這樣，若最大長度序列信號M1和M2被循環產生，而在某一時刻ta兩信號M1和M2的形狀重合，在經過一個周期的時間后兩信號間就會產生0.1毫微秒的偏差，而在經過100個周期后兩信號間就會產生10毫微秒的偏差。由于最大長度序列信號在1270毫微秒的一個周期內產生127個信號，則每個信號的持續時間為10毫微秒。這樣，在最大長度序列信號M1和M2之間產生10毫微秒的偏差意味著產生對應于一個最大長度序列信號的偏差。這些時間示于圖6。特別是在圖6中，(a)表示參考最大長度序列信號發生器104一個周期的輸出包括127個信號，其周期為1270毫微秒，(b)表示最大長度序列信號發生器104的輸出M2從第一100到第300個周期循環產生。同樣，(c)表示最大長度序列信號發生器103的輸出M1與最大長度序列信號發生器104的輸出M2相比一個周期少0.1毫微秒，100個周期少10毫微秒，以及在時刻ta最大長度序列信號M1和M2進入同步，則使兩信號形狀重合。此外，在最大長度序列信號M1和M2的形狀于時刻ta重合以后，偏差會再次逐漸增大，以使兩信號形狀在經過一定時間TB后再次重合。當最大長度序列信號M1和M2進入同步以使兩信號形狀重合時，兩信號的相關輸出變為最大，相關計算由下面描述的乘法器105來進行。此外，在第一實施例中，獲得最大相關輸出的時間TB可通過將最大長度序列信號一個周期的波數N＝127，頻率f1＝100.004MHz和f2＝99.996MHz代入上面的方程(1)中而算出TB＝15.875毫秒。
由最大長度序列信號發生器103和104分別產生的最大長度序列信號M1和M2各分為兩部分，一部分信號加到乘法器105上。每個乘法器105和106由寬帶雙平衡混和器(DBM)構成，并進行確定兩個最大長度序列信號的相關輸出的乘法運算。前面提到最大長度序列信號包含正的和負的電壓信號，則相同符號相乘的結果為正電壓而不同符號相乘的結果為負電壓，由此在乘法器105和106的輸出端分別產生正的和負的電壓信號。這樣，在最大長度序列信號M1和M2形狀重合的時刻ta附近乘法器105的輸出信號包括了一個正電壓或正電壓脈沖重復信號。但是，最大長度序列信號M1和M2的周期略有差別，從而每經過一個周期的時間后兩信號間就產生0.1毫微秒的偏差。這樣，從時刻ta起經過100個周期后，在最大長度序列信號M1和M2之間就產生了10毫微秒的偏差或相應于一個信號間隔的偏差。在這種條件下，在信號間不再有任何相關性，在乘法器105的輸出端隨機地產生正的和負的脈沖信號鏈。乘法器105的輸出波形用圖6中(e)表示。乘法器105的輸出信號被加到將信號轉換為直流電壓的低通濾波器111上。每一低通濾波器111和112具有一個截止頻率fc，它起到衰減高于截止頻率fc的高頻輸入分量的作用，并使輸入信號平滑。低通濾波器111的輸出信號在最大長度序列信號M1和M2形狀重合的時刻ta獲得最大值，而在最大長度序列信號M2從ta移過約100個周期后獲得最小值，即在ta±127μS時最小。低通濾波器111的輸出信號以三角形電壓信號形式從最大值或頂點沿兩邊線性減小到最小值。低通濾波器111的輸出波形用圖6中(f)表示。此外，如上面所述，這個三角形電壓信號是在兩個最大長度序列信號進入同步的時期TB＝15.875被產生的。低通濾波器111的輸出信號被加到最大值檢測器113上。每個最大值檢測器113和114具有檢測從低通濾波器111和112所加的三角形電壓最大值或三角形頂點電壓的作用，并在檢測到最大電壓值時產生一個單一的脈沖信號。檢測產生最大電壓時間的方法可以包括采用一個A/D轉換器和一個數字數據比較器，通過高速采樣信號連續將輸入的三角形模擬信號進行轉換，通過數據比較器隨時比較由前面采樣信號獲得的數據和由現在采樣信號獲得的數據的相對幅值，并檢測輸入信號從增加到減小相對于時間的變化時刻。可通過連續比較相同采樣的模擬信號來實現同樣的作用。應當注意由于噪聲等存在而出現小的峰值的危險，這只需建立一個閾值，則峰值的檢測只對超過閾值的信號進行。最大值檢測器113在輸入信號的最大值檢測時間ta向測時表115提供一個脈沖輸出以作為時間測量的開始信號。當從最大值檢測器113加上一個測時開始信號或參考時間時，測時表115開始測量時間。這一條件在圖6(i)和(k)中表示。從最大長度序列信號發生器103產生的最大長度序列信號M1所分的兩部分中，最大長度序列信號M1的另一部分被加到功率放大器107中，從而輸出功率被放大到例如20毫瓦。從功率放大器107輸出的最大長度序列信號被送到發射天線109。發射天線109將最大長度序列信號的電磁波發射到傳播媒介中。發射的電磁波被導電率和介電常數不同于傳播媒介的目標116反射，隨后被接收天線110接收。被接收天線110檢測的反射信號被送到接收放大器108中，從而進行信號的放大和整形。接收放大器108的輸出信號M1′與發射天線109作為電磁波發射的最大長度序列信號M1在到目標116的距離上來回傳播并又到達接收天線110而延遲了傳播時間的信號是相同的。
嚴格講，雖然在功率放大器107和信號放大器108等中存在一定的延遲時間，從測量的觀點，這些延遲時間是可以消除的，例如采用測量數據處理階段消除這些延遲時間的方法或者將最大長度序列信號發生器103的輸出信號M1加在具有相同延遲時間的延遲電路的方法來進行。用這種方法，延遲時間正比于發射和接收天線109和110與目標116間距離的最大長度序列信號M1′從接收放大器108中產生并被加到乘法器106的一個輸入端。假設目標116處于空氣中并距發射和接收天線109和110各3米遠。由于電磁波在空氣中來回傳播3米距離需要20毫微秒，則從接收放大器108產生的最大長度序列信號M1′滯后于最大長度序列信號發生器103產生的最大長度序列信號M120毫微秒。這種情況示于圖6中(d)。此外，在最大長度序列信號發生器104產生的最大長度序列信號M2所分的兩部分中，另一部分最大長度序列信號M2被加在乘法器106的另一個輸入端。以類似于乘法器105的方法，進行最大長度序列信號M1′和M2的相乘。乘法器106將最大長度序列信號M1′和M2的相乘結果加到低通濾波器112上。低通濾波器112產生一個其頂點對應于兩個信號M1′和M2形狀重合時刻的三角形電壓信號，而這個電壓信號加到最大值檢測器114上。下面的工作原理與乘法器105和低通濾波器111相關的工作原理是一樣的。唯一的差別是最大長度序列信號M1′和M2形狀重合的時刻不同。由于最大長度序列信號M1′滯后于最大長度序列信號M120毫微秒，且最大長度序列信號M1′的周期短于信號M2的周期，則兩信號M1′和M2的形狀在從ta滯后最大長度序列信號M2的200個周期的時刻tb處重合。由于最大長度序列信號M2的一個周期為1.27微秒，200個周期為1.27微秒×200＝254微秒，則時刻tb滯后于ta254微秒。最大值檢測器114在檢測到所加的三角形電壓最大值后產生一個脈沖輸出，當然這一信號是在tb時產生的。最大值檢測器114的工作原理與上面提到的最大值檢測器113的一樣，此時產生的脈沖輸出作為時間測量的結束信號加到測時表115上。測時表115測出測時開始信號產生的時刻ta到測時結束信號產生的時刻tb之間的時間長度。在本實施例中，獲得上面提到過的254微秒的測量結果。測時方法可以為常規方法，產生一個從測量開始時間到結束時間的時間門信號，并計算在時間門信號內時鐘信號的數目。測時表115測出的時間正比于從本裝置的發射和接收天線到目標的距離。換言之，上面的254微秒對應于3米距離，而2540微秒對應于30米距離。這樣，通過測量時間，就可以測量到待測目標的距離。此外，本發明與常規的雷達系統大為不同，就是正比于距離的時間被大大擴展了。換言之，為測量3米距離普通雷達需測量20毫微秒的時間(20×10-9秒)。而根據本發明，為測量3米距離需要測量254微秒(254×10-6秒)的時間。測量時間的擴展率可將f1＝100.004MHz和f2＝99.996MHz代入前面的方程(2)中算出，得到下式(4)TD＝12500·τ (4)換言之，在時間尺度上的時間值擴展12500倍，只需測量很低速度的信號。這樣，本發明的雷達系統具有很大的特點，即可以改善短距離測量的精確度，且裝置可方便地用便宜的低速元件構成。測時表115的時間測量根據上述周期為15.875毫秒的測時開始信號的施加而進行的。這樣，當目標移動時，從發射和接收天線到目標距離的變化可以以15.875毫秒的間隔被檢測。此外，根據本實施例的時間測量，15.875毫秒對應于約188米的距離。雖然188米的最大檢測距離對于普通的地下探測用途是足夠的，但通過適當選擇時鐘頻率f1和f2，還可以改變時間尺度的擴展率和最大探測距離。
參考圖7，示出了時鐘信號發生器的一個實施例框圖。圖中，標號126表示一個晶體控制振蕩器，它的頻率為3MHz;127-1、127-2和127-3為混和器，每個都用來混和兩個頻率為fA和fB的信號以產生和頻信號fA+fB和差頻信號fA-fB;128-1為頻率為4KHz的振蕩器，128-2是頻率為97MHz的振蕩器;129-1、129-2、129-3和129-4是選通頻率分別為3.004MHz、2.996MHz、100.004MHz及99.996MHz的帶通濾波器。
下面說明圖7的時鐘信號發生器的工作原理。晶體控制振蕩器產生3MHz的信號，振蕩器128-1產生4KHz的信號。這些信號由平衡調制器構成的混和器127-1混和，并產生3.004MHz和2.996MHz兩個信號。從混和器127-1輸出的信號中，3.004MHz的信號通過帶通濾波器129-1加到混和器127-2，而2.996MHz的信號通過帶通濾波器129-2加到混和器127-3。混和器127-2混和3.004MHz的信號和由振蕩器128-2相加的97MHz的信號，以產生它們的和頻和差頻信號，其中和頻信號100.004MHz通過帶通濾波器129-3作為時鐘頻率f1。類似地，混和器127-3混和2.996MHz的信號和從振蕩器128-2輸入的97MHz的信號以產生輸出信號，其中和頻信號或99.996MHz的信號通過帶通濾波器129-4而作為時鐘頻率f2。這種結構的優點是時鐘頻率f1和f2的差可以準確地保持為8KHz。按照本發明，兩個時鐘頻率f1和f2被用來產生偽隨機信號，并利用偽隨機信號周期的不同來進行測量。于是為了改善測量精度，精確保持時鐘頻率差是很重要的。結果，通過采用PLL(鎖相環)技術可構成能保持頻率差為常數的時間信號發生器。
現在參考圖8，其中給出了用圖象形式顯示本發明檢測信號的圖象顯示裝置的框圖。圖中，標號105、106、111和112表示相同于圖1所示的部件。標號130表示由圖象轉換器131和顯示單元132構成的圖象顯示裝置。圖象轉換器131采用從低通濾波器111輸出的信號作為距離測量的參考信號，采用從低通濾波器112輸出的信號作為檢測信號。采用參考信號與檢測信號間的時間間隔作為相應距離的位置信息，根據接收強度，檢測信號被顯示為亮的或暗的圖象信號。若發射和接收天線被移動，根據移動的距離，掃描的起始位置在陰極射線管的屏上移動。這樣，本裝置的特征是檢測信號的速度很低，它可以直接被加到圖象轉換器而無需經過常規裝置中的采樣裝置。
圖9是本發明檢測信號的顯示圖象。該圖表示一個地下物體，例如一個3米深度的塑料管的檢測信號顯示圖象的一個例子。圖中橫坐標表示發射和接收天線在橫越管子的方向上移動的距離，而縱坐標表示檢測距離。此外，檢測信號的強度由亮度和灰度來顯示。圖中，向下開口的半圓形波形顯示的上部表示檢測到的管子。這種半圓形的圖象是由于發射和接收天線不很定向而造成的，從實際的管子測量角度，這不會產生任何問題。另外，由于地面反射的波強，而從待測目標反射的波弱，則采用分別移動發射天線和接收天線的方法來減小從地面的反射。本發明也可用于地球勘探等地下測量中，采用在兩個孔中工作的鉆孔天線，除測量地下的反射波外還檢測通過地球發射的電磁波。
雖然上面說明了用于地下或水下探測雷達的本發明實施例，本發明還可用于利用TDR(時間范疇反射器)的距離測量中。TDR是一種一般用于檢測電線故障位置的技術，其中一個單脈沖形式或階躍脈沖形式的電脈沖被送入導線的一端。這樣，電脈沖沿導線傳播，它在導線短路或斷路等造成的阻抗性質變化的位置被反射回信號輸入端。阻抗性質變化的位置可根據施加電脈沖的時刻與接收反射信號的時刻之間的時間間隔，以及電信號在線路中的傳播速度來測定。此外，TDR方法可用于檢測光纖中的故障位置，根據相同的原理而采用光脈沖。
通過在TDR方法中采用本發明的偽隨機信號來代替電脈沖信號，阻抗特性的變化點同樣也可以根據測時起始信號的檢測時刻與反射偽隨機信號和參考偽隨機信號獲得最大相關輸出的時刻之間的時間間隔，以及電信號在線路中的傳播速度來測定。這種方法具有的特點是既使噪聲進入反射波，相關器也不會產生由于噪聲引起的誤動作，由此可以保證穩定的測量。
本發明第二實施例的距離測量方法和裝置與第一實施例的測距方法和裝置的主要區別在于，用經過第一偽隨機信號進行相位調制的載波(例如頻率約為10GHz的X頻帶波)得到的頻譜分布信號被反射到待測目標來代替直接發射第一偽隨機信號，且在進行接收波與第二偽隨機信號間的相關處理后，由相干檢測裝置對接收波進行相干檢測。采用載波的方法是為了實現第二實施例的目的，即適合于電磁波在空氣中傳播以測量熔煉爐和轉爐中爐渣面或鋼水面的測量方法。
按照第二實施例的測距方法和裝置，由第一和第二偽隨機信號發生裝置分別產生第一偽隨機信號和形狀與第一偽隨機信號相同但頻率略為不同的第二偽隨機信號，在由第一偽隨機信號對載波進行相調制后，由發射裝置向待測目標發射所得到的頻譜分布信號，第二乘法器對接收裝置接收的從目標反射的接收信號與第二偽隨機信號進行乘法運算。當出現由第一偽隨機信號調相的接收信號的調制相位與第二偽隨機信號的相位同相的情況時，第二乘法器輸出的相乘結果是同相載波，且它由相干檢測裝置進行同步檢測。這種檢測輸出作為類似脈沖的目標檢測信號，通過由一對低通濾波器，一對平方裝置和一個加法器構成的檢測信號發生裝置來產生。
然而，雖然第一和第二偽隨機信號是相同形狀的編碼，信號發生裝置在頻率上略為不同會導致在某時刻兩個信號同相(即兩信號的相關輸出達到最大)，經過一段時間彼此產生相位差，在相位差超過一個碼時，兩個偽隨機信號之間不再有任何相關性。在這種情況下，接收信號與第二偽隨機信號相乘所得到的載波的相位變為隨機的，在由相干檢測裝置進行同步檢測后載波的頻帶被所通過的低通濾波器限制。這樣不產生任何目標檢測信號。
隨后，當時間進一步增加以使第一和第二偽隨機信號間的相位差正好為偽隨機信號之一的一個周期時，又得到了同相條件，兩個信號的相關輸出達到最大，由此通過相干檢測裝置和檢測信號發生裝置又產生了脈沖狀的目標檢測信號。結果，這種情況以一定的時間間隔重復出現，產生了作為檢測到的目標信號的周期性脈沖狀信號。
另一方面，需要建立參考時刻以測量參考時刻與從接收信號中檢測到目標檢測信號的時刻之間的時間間隔，而所需的參考時刻由下面的方法產生。通過將第一和第二偽隨機信號用第一乘法器直接相乘，并通過低通濾波器提取乘法結果或時序形狀，可以產生周期與目標檢測信號相同的脈沖狀時間參考信號。
這樣，由于產生時間參考信號的時刻與從接收信號中產生目標檢測信號的時刻之間的時間間隔表示了電磁波在發射和接收天線與目標間來回傳播時間的擴展值，則兩信號間的時間間隔被轉換為發射和接收天線到目標的距離。
第一實施例的原理敘述可被用于第二實施例工作情況的原理敘述。這是因為第二實施例工作的時刻表與第一實施例是一樣的，除了在第二實施例中調制的載波信號被發射，且接收信號在經過相關計算后要經過相干檢測之外。換句話說，可以將(1)式用于參考信號產生的時間TB，將(2)式用于測量時間TD，(3)式用于計算到待測目標的距離。
在根據本發明第二實施例的測距裝置中，載波的相干檢測裝置用來通過第一分配器從發射載波發生裝置的輸出中提取一部分，將提出的輸出轉換為一個同相分量I和一個正交分量Q，將第二乘法器產生的載波通過第二分配器分成信號R1和R2，并產生正交的檢測信號信號I和R1通過第三乘法器相乘的積I·R1和信號Q和R2通過第四乘法器相乘的積Q·R2。
在根據第二實施例的測距裝置中，用于第一乘法器乘積的時序圖形和正交的檢測信號的時序圖形的時差測量裝置被設計成，一個測時計測量將第一乘法器的輸出由第一低通濾波器限頻而得到的脈沖狀參考信號的最大值產生時刻，與將第三和第四乘法器的積I·R1和Q·R2由第二和第三低通濾波器限頻、由一對平方裝置將所得的結果平方、并由加法器得到平方值的和而產生的脈沖狀檢測信號的最大值產生時刻之間的時間間隔。
按照第二實施例的測距裝置的使用是將裝置安在熔煉爐、轉爐或高爐上以后，反射和接收天線通過波導伸入爐內，并進行電磁波的反射和接收，從而進行爐渣面、鋼水面或原料面等水平面的測量。
參考框圖10，其中示出按照第二實施例的測距裝置的實例，圖中標號201和202為時鐘信號發生器，203和204為偽隨機信號發生器，205-209是由雙平衡混和器構成的乘法器。標號210-212為低通濾波器，213和214為分流器，215和216是平方裝置，218是測時表，219為載波發生器，220為混和耦合器，221為發射器，222為接收器，223為發射天線，224為接收天線，而225為目標。
圖11示出一組用來解釋圖10裝置工作原理的波形圖。
圖10裝置的工作情況將參考圖11進行說明。圖3的最大長度序列信號發生器103和104可以分別用作偽隨機信號發生器203和204。這樣，在對圖10說明時，偽隨機信號發生器203和204將被認為可分別產生7位最大長度序列信號M1和M2。但除了最大長度序列信號之外，還可以用Gold序列信號、JPL序列信號等作為偽隨機信號。與圖3的時鐘信號發生器101和102相似，每個時鐘信號發生器201和202包括一個晶體控制振蕩器以產生足夠穩頻的時鐘信號，它們產生的頻率彼此略有不同。這樣，在圖10的情況下，此可假定時鐘信號發生器201產生的頻率f1為100.004MHz，而時鐘信號發生器202的頻率f2為99.996MHz，則頻率差為f1-f2＝8KHz。時鐘信號發生器201和202的時鐘信號f1和f2分別被送入偽隨機信號發生器203和204。雖然由于驅動時鐘信號頻率不同而使偽隨機信號發生器203和204的周期長度略為不同，它們各自產生的最大長度序列信號M1和M2形狀相同。偽隨機信號發生器203的輸出M1被加到乘法器205和206，而偽隨機信號發生器204的輸出M2被加到乘法器205和207。
載波振蕩器219可產生頻率為10GHz的微波，它的輸出信號被一個分配器213分開以加到乘法器206和混和耦合器220。乘法器206由雙平衡混和器構成，它可對由分流器213所加的頻率約為10GHz的載波和由偽隨機信號發生器203所加的最大長度序列信號M1進行乘法運算，從而由載波的相調制產生了一個頻譜分布信號并被送到發射器221。發射器221對所加的頻譜分布信號進行功率放大轉換并將它作為電磁波通過發射天線223發射到目標225。應當注意，頻率為10GHz的電磁波在空氣中波度為3厘米，它比煉鋼爐中粉塵的尺寸大很多，所以不易受粉塵的影響。此外，發射天線223和接收天線224為羊角天線，它的方向性被很好地限定，可以盡量減小測量目標以外的反射信號。隨后，每個天線的天線增益被選為20分貝左右。從發射天線223發射到目標225的電磁波被目標225反射，經接收天線224轉換為電信號并被送到接收器222。將輸入信號加到接收器222上的時間自然要比從發射天線223發射電磁波的時間滯后，滯后時間為電磁波傳到目標并到達接收天線224時來回傳播所需的時間。接收器222將輸入信號放大并將它送到乘法器207。
另一方面，從偽隨機信號發生器203和204分別將最大長度序列信號M1和M2加到乘法器205中進行乘法運算，得到的時序信號被加到低通濾波器210。示于圖11(a)的波形表示低通濾波器210的輸入信號，例如時序信號或乘法器205的乘積，波形顯示出當兩個偽隨機信號同相時連續產生+E電壓輸出，而當兩信號不同相時隨機產生+E和-E電壓輸出。每個低通濾波器210-212進行頻帶限制，由此起到一種積分作用，所以產生如圖11(b)所示的脈沖狀信號，它作為兩信號同相時相關處理值的積分信號。相反，在兩信號不同相時低通濾波器的輸出為零。這樣，在低通濾波器210的輸出端周期產生脈沖狀信號。這種脈沖狀信號作為時間參考信號被送到測時表218。這種參考信號的周期TB可由前述(1)式算出TB＝15.875毫秒，這是因為同圖3的情況一樣，最大長度序列信號一個周期的波數是N＝127，頻率為f1＝100.004MHz，f2＝99.996MHz。這種參考信號及它的周期TB示于圖11(d)。
此外，從接收器222產生的接收信號和從偽隨機信號發生器204產生的最大長度序列信號M2被送入乘法器207以將兩信號相乘。在由第一最大長度序列信號M1進行相位調制的發射載波接收信號的調制相位與第二最大長度序列信號M2的相位相同時，乘法器207產生作為同相載波信號的結果，而在接收信號的調制相位與最大長度序列信號M2的相位不同時則產生作為隨機相位載波的結果，載波被送到分流器214。分流器214將輸入信號分成兩個以使兩個分開的輸出R1和R2分別被送到乘法器208和209。從分流器213加上一部分發射載波的混和耦合器220產生相對于輸入信號的同相分量(相位差為零)信號I和正交分量(相位差為90°)信號Q，兩信號分別被送入乘法器208和209。乘法器208將從混和耦合器220輸出的信號I(即與載波振蕩器219的輸出同相的信號)與從分流器214輸出的信號R1相乘，同樣，乘法器209將輸入信號Q(即與載波振蕩器219具有90°相位差的信號)與R2相乘，由此作為正交檢測信號分別得到同相分量(I·R1)和相位差90°的分量(Q·R2)。正交檢測信號或信號(I·R1)和(Q·R2)分別被送入低通濾波器211和212。每個低通濾波器211和212起到頻帶限制及積分的作用，則它對兩信號的相關處理值進行積分。換言之，當從乘法器207經過分流器214送到乘法器208的信號R1與從混和耦合器220送到乘法器208的信號I同相時，同樣當加到乘法器209的信號Q和R2同相時，乘法器208和209的輸出信號都為正的脈沖信號(電壓為+E的脈沖信號)，且信號分別由低通濾波器211和212積分，由此在輸出端產生較大的正電壓。相反，如果信號R1和I不同相，以及如果信號R2和Q不同相，乘法器208和209的輸出信號為隨機改變正負極性的脈沖信號(即電壓為+E和-E的脈沖信號)，這些信號分別由低通濾波器211和212積分，由此產生零輸出。用這種方法在經過低通濾波器211和212積分之后，同相分量信號和正交分量信號分別被送到平方裝置215和216中。每個平方裝置215和216將輸入信號幅值平方并將輸出信號送到加法器217。加法器217將兩個輸入信號相加，由此產生了如圖11(c)所示的脈沖狀檢測目標信號，并被送入測時表218。現在假定這個檢測目標信號最大值產生在時刻tb。雖然上述從接收信號和最大長度序列信號M2的相關處理得到的信號中檢測發射載波的同相分量和正交分量、在積分后對正交檢測信號進行平方、產生由平方值的和形成的檢測目標信號的方法在結構上多少有點復雜，但本方法可產生高靈敏度的檢測目標信號。此外，由于產生最大長度序列信號等偽隨機信號的相關輸出，噪聲的影響被減小，信號被加強，從而構成了具有高信噪比的測量系統。對于載波檢測方法，存在一種采用晶體的檢測方法，雖然靈敏度低，但結構簡單，這種方法根據技術要求和成本可被采用。
測時表218測量從低通濾波器210輸出的參考信號最大值的產生時刻ta至從加法器217輸出的檢測信號最大值的產生時刻tb的時間間隔TD。為此，測時表218具有測量兩個輸入信號最大值產生時刻的作用。例如，由時鐘信號對輸入電壓值進行連續采樣和記錄，由電壓比較器連續比較由前后時鐘信號采樣的數值，測出輸入信號由上升到下降的轉變時刻，從而測出輸入信號最大值的產生時刻。上述時間間隔TD被表示為圖11(d)所示的參考信號最大值的產生時刻ta與圖11(c)所示的檢測信號最大值的產生時刻tb之間的時間間隔。如上述(2)式所示，時間間隔TD是在比電磁波從發射和接收天線223和224到目標225的距離上來回傳播實際所需的時間τ擴展了f1/(f1-f2)倍的時間尺度上得到的。在本實施例的情況下，f1＝100.004MHz f2＝99.996MHz，則根據上述(4)式，測量時間TD比傳播時間τ擴展了12500倍。應注意測量時間TD是在參考信號TB區間得到的。
這樣可以看到，按照本實施例，測量時間被大為擴展，既使距離很短，到任何目標的距離也可被精確測量。這樣，可以說本實施例適用于短距離水平面測量裝置以測量爐中的爐渣面或鋼水面。
通過(3)式確定從發射和接收天線223和224至目標225的距離X米，我們可以得到(5)式X＝(f1-f2)/2f1·V·TD＝1.2×104·TD(5)現在參考圖12，它表示用于測量熔煉爐中爐渣面的裝置中本發明第二實施例的示意圖。圖中，標號240表示熔煉爐，241為水平面檢測裝置本體，242為發射天線，243為接收天線，244為波導，245為爐渣。
下面說明圖12的結構。裝在爐內的發射和接收天線242和243由用水冷的羊角天線構成，并通過波導244接到安在熔煉爐240上部的水平面測量裝置241上。通過從水平面測量裝置241經波導244和發射天線242發射電磁波、經接收天線243和波導244接收由爐渣面反射的電磁波、并將上述測量時間TD代入(5)式進行計算而得到爐內爐渣245水平面位置。實際上，根據本實施例的水平面測量裝置的測量結果與實際測量爐渣堆放位置的測量結果十分吻合。
此外，在容易無用反射波的測量環境中，例如在爐內的有限空間中，按照本實施例采用大為擴展的時間測量到目標的距離的優點是通過一個時間門電路僅提取有用反射波的檢測信號，而無用反射波的檢測信號被消除，由此穩定地測量水平面位置或距離。
雖然，在本實施中發射和接收天線為兩個分置的天線，本發明卻并不限于此，天線系統可作為普通的發射接收天線而設計成單一的天線，并加以方向耦合器和去耦器以分開發射信號和接收信號。
進而，雖然本實施被指明用于水平面測量中，但通過適當選擇產生兩個偽隨機信號的時鐘頻率，本實施例也可適用于普通目標，包括遠距離目標的距離測量，例如飛行目標、船只和汽車。
此外，雖然在本實施例中，載波例舉為約10GHz的微波，也可以用毫米波的電磁波以及光波電磁波、聲波或超聲波作為載波。
最后，本裝置還可以利用時鐘計算單位時間內目標測量距離的變化，以測量目標的速度。
權利要求
1.一種測距方法，包括如下步驟將第一偽隨機信號向目標發射；計算第一偽隨機信號和形狀與第一偽隨機信號相同但頻率略為不同的第二偽隨機信號的乘積(第一乘積)；計算通過接收由目標反射的信號所得到的接收信號與第二偽隨機信號的乘積(第二乘積)；測量第一乘積的時序圖形與第二乘積時序圖形之間的時間差，以測量到目標的距離。
2.一種測距裝置，包括產生第一偽隨機信號的裝置;將第一偽隨機信號發生裝置的輸出作為發射信號發射到目標的裝置;接收從目標反射的信號以獲得接收信號的接收裝置;產生形狀與第一偽隨機信號相同但頻率略為不同的第二偽隨機信號的裝置;將第一偽隨機信號發生裝置的輸出與第二偽隨機信號發生裝置的輸出相乘的第一乘法器;將接收裝置的輸出與第二偽隨機信號發生裝置的輸出相乘的第二乘法器;測量第一乘法器輸出的時序圖形與第二乘法器輸出的時序圖形之間的時間間隔的裝置。
3.根據權利要求2的測距裝置，其中測量時序圖形之間時間間隔的裝置包括在第一乘法器的平緩輸出達到最大值時產生一個脈沖的第一脈沖發生裝置;在第二乘法器的平緩輸出達到最大值時產生一個脈沖的第二脈沖發生裝置;以及測量第一脈沖發生裝置的輸出脈沖與第二脈沖發生裝置的輸出脈沖間時間間隔的裝置，
4.根據權利要求2的測距裝置，其中第一偽隨機信號發生裝置包括第一時鐘信號發生器和由第一時鐘信號發生器的輸出驅動的第一時鐘同步型偽隨機信號發生裝置;其中第二偽隨機信號發生裝置包括第二時鐘信號發生器和由第二時鐘信號發生器的輸出驅動的第二時鐘同步型偽隨機信號發生裝置;而其中第一和第二時鐘同步型偽隨機信號發生裝置的結構相同，第一和第二時鐘信號發生器在頻率上略有不同。
5.根據權利要求3的測距裝置，其中第一偽隨機信號發生裝置包括第一時鐘信號發生器和由第一時鐘信號發生器的輸出驅動的第一時鐘同步型偽隨機信號發生裝置;其中第二偽隨機信號發生裝置包括第二時鐘信號發生器和由第二時鐘信號發生器的輸出驅動的第二時鐘同步型偽隨機信號發生裝置;而其中第一和第二時鐘同步型偽隨機信號發生裝置的結構相同，第一和第二時鐘信號發生器在頻率上略有不同。
6.一種測距方法，包括如下步驟產生第一偽隨機信號和形狀與第一偽隨機信號相同但頻率略為不同的第二偽隨機信號;將第一和第二偽隨機信號相乘以產生乘積的時序圖形;用第一偽隨機信號調制一個載波并將其發射到目標上;將接收目標反射信號所獲得的接收信號與第二偽隨機信號相乘以得到一個相關調制載波;檢測相關調制載波以產生檢測信號的時序圖形;測量乘積時序圖形與檢測信號時序圖形之間的時間間隔，從而測量到目標的距離。
7.一種測距裝置，包括第一偽隨機信號發生裝置;用來產生形狀與第一偽隨機信號發生裝置的輸出信號相同但頻率略為不同的輸出信號的第二偽隨機信號發生裝置;將第一和第二偽隨機信號發生裝置的輸出相乘的第一乘法器;載波發生裝置;將載波發生裝置的輸出信號經過第一偽隨機信號發生裝置的輸出調制后所產生的調制信號作為發射信號發射到目標的發射裝置;接收目標反射信號以得到接收信號的接收裝置;將接收裝置的輸出與第二偽隨機信號發生裝置的輸出相乘以獲得相關調制載波的第二乘法器;檢測第二乘法器輸出的相關調制載波的檢測裝置;測量由檢測裝置產生的檢測信號時序圖形與第一乘法器乘積的時序圖形之間時間間隔的裝置。
8.根據權利要求7的測距裝置，其中檢測第二乘法器產生的相關調制載波的檢測裝置包括獲取載波發生裝置輸出信號一部分的第一分流器;接收上述分流器的輸出以將其轉換為同相分量(信號I)和相位彼此正交的正交分量(信號Q)的混和耦合器;將第二乘法器的輸出分為R1信號和R2信號的第二分流器;將混合耦合器的輸出信號I與第二分流器的輸出信號R1相乘的第三乘法器;將混合耦合器的輸出信號Q與第二分流器的輸出信號R2相乘的第四乘法器。
9.根據權利要求7的測距裝置，其中測量乘積時序圖形與檢測信號時序圖形之間的時間間隔的裝置包括接收第一乘法器的輸出以對其進行帶通限制的第一低通濾波器;分別接收第三和第四乘法器的輸出以分別對它們進行帶通限制的第二和第三低通濾波器;分別接收第二和第三低通濾波器的輸出以分別進行平方運算的第一和第二平方裝置;將第一和第二平方裝置的輸出相加的加法器;測量第一低通濾波器的輸出信號達到最大值時刻與加法器的輸出信號達到最大值的時刻之間時間間隔的測時表。
10.根據權利要求8的測距裝置，其中測量乘積時序圖形與檢測信號時序圖形之間時間間隔的裝置包括接收第一乘法器的輸出以對其進行帶通限制的第一低通濾波器;分別接收第三和第四乘法器的輸出以分別對它們進行帶通限制的第二和第三低通濾波器;分別接收第二和第三低通濾波器的輸出以分別進行平方運算的第一和第二平方裝置;將第一和第二平方裝置輸出相加的加法器;測量第一低通濾波器的輸出信號達到最大值的時刻與加法器的輸出信號達到最大值的時刻之間時間間隔的測時表。
11.根據權利要求7的測距裝置，其中測距裝置安在熔煉爐、轉爐或高爐的上部以測量爐渣面、鋼水面或原料面。
12.根據權利要求8的測距裝置，其中測距裝置被安在熔煉爐、轉爐或高爐的上部以測量爐渣面、鋼水面或原料面。
13.根據權利要求9的測距裝置，其中測距裝置被安在熔煉爐、轉爐或高爐的上部以測量爐渣面、鋼水面或原料面。
14.根據權利要求10的測距裝置，其中測距裝置被安在熔煉爐、轉爐或高爐的上部以測量爐渣面、鋼水面或原料面。
全文摘要
測距方法和裝置，先產生形狀相同周期稍不同的兩偽隨機信號，在發射前得到它們的相關輸出作為參考相關輸出，將第一偽隨機信號直接或調制一載波后發射到目標；檢測目標接收的反射信號與第二偽隨機信號的相關輸出，由參考相關輸出到該輸出的時間測出到目標的距離。或，從目標反射并接收的調制載波和第二偽隨機信號經相關處理檢出相關調制載波經參考載波進行正交檢測獲得目標檢測輸出，再由參考相關輸出與該輸出的時間間隔測出到目標的距離。
文檔編號G01S13/32GK1041654SQ89107030
公開日1990年4月25日 申請日期1989年8月8日 優先權日1988年10月6日
發明者長楝章生, 手塚浩一, 金尾義行 申請人:日本鋼管株式會社
專業數控銑床產品供應商
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