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專利名稱：在gps接收機(jī)中消除多譜勒復(fù)制諧波的方法
相互參照的有關(guān)申請本申請要求于1996年7月12日提交的暫定美國專利申請?zhí)?0/021618的權(quán)益。
本申請公開的發(fā)明主題與1995年5月31日提交的申請?zhí)枮?8/456229的待批申請″用于從中心位置對于多重目標(biāo)跟蹤的降低功耗的基于GPS的系統(tǒng)″相關(guān)，該申請的申請人是Daniel D.Harrison、Anantha K.Pradeep、Glen W.Brooksby和Stephen M.Hladik，并受讓給本申請的受讓人。該申請的公開內(nèi)容在本申請中引作參考。
本申請的相關(guān)申請的系列號是[卷號RD-25187；RD25671；RD-25730；RD-25731；RD-25732；RD-25733；RD-25758；]，這些申請被同時提交并且受讓給本申請人的受讓人。
背景技術(shù)：
發(fā)明領(lǐng)域一般，本申請涉及擴(kuò)頻通信系統(tǒng)，特別是涉及用于擴(kuò)頻接收機(jī)的低功耗信號處理電路的結(jié)構(gòu)和方法。
背景說明擴(kuò)頻通信在噪聲環(huán)境下的要求高可靠性通信的應(yīng)用中具有優(yōu)勢。主要噪聲通常是有意或無意的人為干擾。在具體的應(yīng)用中，通信環(huán)境可能會包括多個潛在的反射物，產(chǎn)生嚴(yán)重的多徑干擾。這種多徑干擾通常是以頻率選擇衰落的形式引發(fā)深度的通信中斷。擴(kuò)頻通信在克服這些困難方面尤其見長。
有幾種類型的擴(kuò)頻系統(tǒng)，包括直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)、跳頻系統(tǒng)、跳時系統(tǒng)、脈沖頻率調(diào)制系統(tǒng)(即線性調(diào)頻脈沖系統(tǒng))和各種混合系統(tǒng)。當(dāng)然，該直接序列擴(kuò)頻(DSSS)系統(tǒng)和跳頻系統(tǒng)可能是實施最為廣泛的系統(tǒng)。下面的討論也是集中在二進(jìn)制DSSS系統(tǒng)。
在二進(jìn)制DSSS通信中，寬帶載波信號由窄帶的消息信號所調(diào)制。該寬帶載波信號通常是通過采用一個二進(jìn)制偽隨機(jī)噪聲(P/N)碼序列對單一頻率載波進(jìn)行雙相位調(diào)制而產(chǎn)生的。P/N碼通常是用一個或多個高速移位寄存器產(chǎn)生的，根據(jù)基礎(chǔ)多項式，每一個寄存器具有模二的反饋。產(chǎn)生的高速P/N碼隨后被加到一個平衡調(diào)制器(乘法器)，該調(diào)制器的另一個輸入是窄帶載波。該平衡調(diào)制器的輸出信號是一個經(jīng)常被稱作″寬帶載波″的一個寬帶信號。為了傳輸數(shù)據(jù)，該寬帶載波被一個二進(jìn)制消息數(shù)據(jù)流進(jìn)行雙相位調(diào)制。該消息數(shù)據(jù)速率通常是要比該P(yáng)/N碼符號或“碼片”速率要低得多，并且該數(shù)據(jù)和碼片的邊緣通常是同步的。這種DSSS技術(shù)對于干擾的抑止能力直接地取決于該碼片速率與數(shù)據(jù)速率之比。在許多應(yīng)用中，在每一個消息比特中存在幾千碼片。
通過與本機(jī)產(chǎn)生的原始窄帶載波的復(fù)制信號相乘(例如正確地調(diào)諧本機(jī)振蕩器)而先把DSSS信號降頻到基帶，就能夠接收該DSSS信號。如果復(fù)制的載波的頻率(和相位)與接收的原始窄帶載波的頻率相同，則該乘法器輸出的信號將是雙極的″寬帶數(shù)據(jù)″數(shù)據(jù)流，該數(shù)據(jù)流是雙極P/N碼和信息碼序列的乘積。隨后通過把該寬帶數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)流與一個本機(jī)產(chǎn)生的、和已收P/N碼時間對準(zhǔn)的該P(yáng)/N碼的復(fù)制物相乘而將該P(yáng)/N碼去除。這就是數(shù)據(jù)的去擴(kuò)頻過程，并且在乘法器的輸出端產(chǎn)生出原始消息數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)流。
在數(shù)據(jù)的去擴(kuò)頻的過程中，該寬帶數(shù)據(jù)功率譜被重新匯聚成原來的較窄的數(shù)據(jù)帶寬，在該帶寬中把數(shù)據(jù)功率提升到背景噪聲之上。這種功率電平被提升的量叫做處理增益，并且直接地正比于碼速率和數(shù)據(jù)速率之比。而且，被接收的窄帶干擾由碼復(fù)制調(diào)制所擴(kuò)展，因而將大大地降低在數(shù)據(jù)頻帶中的干擾功率電平。
與DSSS信號接收相關(guān)的最為困難的任務(wù)在于產(chǎn)生頻率和相位都正確的載波復(fù)制品，并且以正確的速率和適當(dāng)?shù)臅r間調(diào)整(偏移)產(chǎn)生P/N碼。在許多DSSS通信系統(tǒng)中，必要的載波頻率、載波相位和P/N碼的偏移在接收機(jī)上事先并不知道，并且這些參數(shù)必須通過嘗試不同的值而直到在數(shù)字濾波器的輸出中觀察到大的信號為止才能夠確定。這被稱之為一個搜尋或獲取過程，并且DSSS信號要在當(dāng)正確的頻率、相位和碼偏移都已經(jīng)被確定時才能夠獲得。
在許多DSSS應(yīng)用中，該DSSS信號的電平要比背景噪聲和/或干擾電平低得多，并且直到正確地去擴(kuò)頻和被低通濾波之后才能夠被檢測到。當(dāng)已接收信號的信-噪比(SNR)是非常低時，該濾波器必須是非常窄的帶寬，以便實現(xiàn)對于信號檢測和獲取而言所需的處理增益。由于窄的濾波器需要一個長的綜合周期，所以在能夠進(jìn)行檢測判定之前必須對于多個已接收的P/N碼樣值與對應(yīng)的復(fù)制的P/N碼的樣值相乘的結(jié)果作累加。這種相乘和累加在已接收的和復(fù)制的P/N碼序列之間是交叉相關(guān)的，且為了實現(xiàn)低的SNR，該序列不得不很長。
這種DSSS方法的使用實現(xiàn)了多個用戶采用碼分多址(CDMA)技術(shù)，同時地共享同一個寬帶頻道。利用這種技術(shù)，每一個發(fā)射機(jī)采用一個不同的P/N碼，以便使得在不同碼之間的交叉相關(guān)實際上為零。接收機(jī)通過選擇適當(dāng)?shù)腜/N碼并執(zhí)行獲取搜尋，選擇并檢測特定的發(fā)送信號。在某些情況中，并不知道哪一個發(fā)射機(jī)可能正在發(fā)送，并且該獲取搜尋必須包括從一個已知的列表中檢驗不同的P/N碼。當(dāng)有許多不同的碼、碼偏移和載波頻率必須被檢驗、并且該SNR是低值時，則該獲取的任務(wù)將是耗時和耗能的事情。本發(fā)明的一個重要的方面在于減少在該DSSS信號獲取過程中的時間和能量的消耗。
直接序列和其它類型的擴(kuò)頻通信系統(tǒng)的描述可參見例如由RobertC。Dixon、John Wiley&Sons在1994年第三版的″擴(kuò)頻系統(tǒng)″(SpreadSpectram Systems)和由M.K.Simon等人在計算機(jī)雜志(ComputerSciena Press)(1985年)第二卷上的文章″擴(kuò)頻通信″。關(guān)于CDMA技術(shù)的描述例如可參見由Andrew J.Viterbi(A/Ddison-Wesley出版社1995年出版的″擴(kuò)頻通信的CDMA原理″(in CDMA Principles of SpreadSpectram Communication)。
熟知和流行采用的全球定位系統(tǒng)信號是DSSS通信的一種重要的應(yīng)用。近些年來，Navstar全球定位系統(tǒng)(GPS)衛(wèi)星已經(jīng)發(fā)射到中高度地球軌道中的六個橢圓平面中，每一個相對于赤道傾斜是55度。該完整的衛(wèi)星布局包括二十一顆衛(wèi)星和若干個備用衛(wèi)星。從這些衛(wèi)星發(fā)送的信號能夠使接收機(jī)在靠近地面來精確地確定時間和它自身的位置。每一個衛(wèi)星都發(fā)送提供其衛(wèi)星的精確位置狀況的數(shù)據(jù)，并且能夠?qū)崿F(xiàn)從該衛(wèi)星到用戶接收機(jī)天線的距離的測量。利用來自至少四顆GPS衛(wèi)星的這些信息，用戶能夠通過公知的三角定位技術(shù)(即導(dǎo)航解)計算其自己的位置速度和時間參數(shù)。通常，如果用戶的接收機(jī)具有無阻礙的空曠視野而降低到非常接近水平線的話，則通常是有七顆(至少是四顆)衛(wèi)星將會由在地面或靠近地面的用戶所觀察到。每一顆衛(wèi)星按照兩個稱作L1(1575.42MHz)和L2(1227.6MHz)的頻率發(fā)送信號，并且所有的衛(wèi)星都是采用在先描述的CDMA/DSSS技術(shù)來共享這些頻率。
更具體地說，每一顆衛(wèi)星在頻率L2上發(fā)送一個單一的DSSS信號，并且在頻率L1上發(fā)送該相同的信號外加另一個較低分辨率的DSSS信號。該較低分辨率的DSSS信號包括一個P/N碼，該P(yáng)/N碼具有1.023MHz碼片分割速率和1.0ms的重復(fù)周期，并且具有50比特/秒的速率消息數(shù)據(jù)序列(NAV數(shù)據(jù))。高分辨率的DSSS信號使用的是10.23MHz碼片分割速率和長于一周的重復(fù)周期。相同的NAV數(shù)據(jù)流被使用在來自一個給定衛(wèi)星的所有的DSSS信號中。來自該給定衛(wèi)星的該NAV數(shù)據(jù)包括GPS信號發(fā)送時間、用于該衛(wèi)星的天文(位置)數(shù)據(jù)、用于在該星陣中的所有衛(wèi)星的天文年歷數(shù)據(jù)(降低精確度的天文數(shù)據(jù))和與從低分辨率到高分辨率碼跟蹤的過度中相關(guān)使用的傳遞碼字。該低和高分辨率碼被分別稱之為過程/獲取(C/A)碼和精確(P)碼。
在獲取之后，每一個碼的偏移連同來自該NAV數(shù)據(jù)的信號發(fā)送時間一起使得接收機(jī)確定在對應(yīng)的衛(wèi)星和用戶之間的范圍。通過把P碼和重復(fù)的C/A碼包括在發(fā)送的信號中，使得有可能實現(xiàn)更快P碼的分級獲取，并且提供全球?qū)Ш綐I(yè)務(wù)分兩層設(shè)置。該P(yáng)碼能夠提供精確大約到3米的位置，而C/A碼能夠給出30米精確度的數(shù)量級。一般地說，低分辨率的業(yè)務(wù)的使用是不受限制的，而高分辨率的業(yè)務(wù)則通過加密或其它的高分辨率P/N碼的控制技術(shù)限制在軍事上的使用。
在通常的軍事接收機(jī)中，C/A碼被首先獲得。隨后從該NAV數(shù)據(jù)流中讀出傳遞碼字。該傳遞碼字規(guī)定了與GPS時間(在時間標(biāo)記中發(fā)送的)相關(guān)的P碼的大致的偏移量，并且它的使用顯著地減少在P碼獲取過程中所必須搜尋的不同的碼的偏移的數(shù)目。C/A碼的獲取實際上要比P碼的獲取容易，因為該C/A碼每1ms重復(fù)一次，并且因此只有1023個不同的碼的偏移被搜尋(如果在通常的半碼片中執(zhí)行這種搜尋的話，該數(shù)目將加倍)。
接收的GPS信號通常是要從正常的L1和L2載波頻率的頻率上偏移的，因為GPS衛(wèi)星每秒鐘在其軌道上移動幾千公里，產(chǎn)生明顯的多普勒頻移。衛(wèi)星軌道通常事先已知，因此如果該GPS接收機(jī)的位置是公知的話則該多普勒頻移的載波頻率將是可以預(yù)測的。遺憾的是，接收機(jī)的位置事先并不得知，并且經(jīng)常存在使用廉價接收機(jī)引起的本機(jī)振蕩器的誤差。這將導(dǎo)致在已接收載波頻率中的不確定性(即在復(fù)制載波頻率中的不確定性)加大(例如±7.5KHz)，并且該頻率范圍可能必須在GPS信號的獲取的過程中搜尋。通常是通過重復(fù)已收樣值的交叉相關(guān)性和用于不同的本機(jī)振蕩器的本機(jī)復(fù)制P/N序列(載波復(fù)制)頻率進(jìn)行頻率或多普勒搜尋。頻率步長之間的間隔被作的足夠小，以便避免當(dāng)使用長的交叉相關(guān)積分時間(窄濾波器帶寬)時丟失信號。長積分時間改善了低SNR信號的檢測。在通常的民用的GPS應(yīng)用中，使用1ms的交叉相關(guān)積分(單一的C/A碼周期)得出大致為500HZ步長的等效多普勒濾波器的帶寬。利用三十個500Hz的步長可以搜尋±7.5KHz的頻率范圍。該GPS的獲得則實現(xiàn)了在衛(wèi)星碼、碼偏移和多普勒頻率的搜尋。
一個主控制站(MCS)和若干個監(jiān)視站構(gòu)成了該GPS的控制部分。該監(jiān)視站被動地跟蹤視野內(nèi)的所有的GPS衛(wèi)星、收集來自每一個衛(wèi)星的測距收集和衛(wèi)星時鐘數(shù)據(jù)。這些信息被傳送到MCS，其中衛(wèi)星的天文數(shù)據(jù)和時鐘的漂移被預(yù)測。更新的天文和時鐘數(shù)據(jù)輸入到每一個衛(wèi)星，用于在每一個衛(wèi)星的NAV信息的再發(fā)送。
在操作中，通常的GPS接收機(jī)執(zhí)行用于至少四個衛(wèi)星信號的每一個的下列操作1)獲得DSSS信號，2)同步NAV數(shù)據(jù)流并且讀出衛(wèi)星的時間標(biāo)記、時鐘校正、電離層延遲和天文數(shù)據(jù)，3)從這些天文數(shù)據(jù)計算出衛(wèi)星的位置，4)讀出自身接收機(jī)的時鐘，以便確定與時間標(biāo)記紀(jì)元的接收相關(guān)的接收機(jī)的時間，和5)通過從相關(guān)的接收機(jī)時間中減去時間標(biāo)記的值，估算信號的穿行時間。
該時間差由光速相乘，以便獲得對應(yīng)于該衛(wèi)星的估算范圍。如果該GPS接收機(jī)具有的時鐘和該衛(wèi)星的時鐘同步完好地同步(或誤差已知)，則只要三個這種范圍的衛(wèi)星即可實現(xiàn)接收機(jī)的精確的定位。但是由于通常的GPS接收機(jī)使用的是低價的晶體振蕩器的時鐘，所以存在著時鐘的偏移(慢變誤差)，但是衛(wèi)星卻配備著原子時鐘。這種時鐘的偏移被發(fā)現(xiàn)并且通過測量距四個GPS衛(wèi)星距離(傳播時間)并且在具有四個未知數(shù)(接收機(jī)x,y，和z，以及時間)的四個等式的系統(tǒng)中使用該測量值來消除這種偏移效應(yīng)。對于相關(guān)于GPS的一般的信息，讀者可以參考1992年由Van Nostrand Reinhold出版社出版的由Tom Logsdon所著的″導(dǎo)航衛(wèi)星全球定位系統(tǒng)″一書。
本發(fā)明的最佳用途在于對使用GPS系統(tǒng)的設(shè)施的定位和跟蹤，例如機(jī)動有軌車、輪船或貨倉、卡車等。在這些應(yīng)用中，用于通常是不可能有專門的電源供電，所有這些GPS接收機(jī)通常是電池供電的。因此通過降低接收機(jī)的能量的消耗將有助于增加電池的壽命。
在一般的擴(kuò)頻接收機(jī)中，接收機(jī)的前端(即RF和IF電子裝置)在其接通之時將消耗大量的功率。如果信號的獲得和同步占用的時間長，這將導(dǎo)致高能耗。多數(shù)已有技術(shù)中的GPS接收機(jī)不具有信號的存儲裝置(存儲器)而是必須以實時的方式處理接收的信號。而且，這些接收機(jī)或是使用順序的搜尋，或是同時地搜尋少量的衛(wèi)星/碼-偏移/多普勒(SCD)接收器(bin)來實現(xiàn)信號的獲得。這種接收機(jī)必須連續(xù)地接收和處理每一個衛(wèi)星信號，直到信號的SCD接收器被標(biāo)識并且必要的NAV數(shù)據(jù)被解碼為止。由于順序搜尋中在相關(guān)于每一個GPS信號的SCD接收器被標(biāo)識之前要經(jīng)過實際的時間，所以這種順序搜尋的能耗是高的。此外，多個SCD接收器能夠被并行地搜尋以便減少所用的時間，但是由于現(xiàn)存的處理方法不是很低能耗的處理方法，所以這種并行搜尋的能耗仍然很高。而且，因為需要大量的電路裝置，所以采用現(xiàn)存的處理方法的并行化的程度是十分有限的。
在本發(fā)明的一個系統(tǒng)中，一個中央設(shè)施或站必須跟蹤多個設(shè)備(例如機(jī)動有軌車)。每一個被跟蹤的目標(biāo)帶有對于來自幾個可見GPS衛(wèi)星的信號數(shù)據(jù)進(jìn)行處理的GPS接收機(jī)；但是在接收機(jī)處不進(jìn)行精確的位置確定。相反，在接收機(jī)只是進(jìn)行部分的處理而將中間的結(jié)果返送到中心站。這些中間結(jié)果不需要導(dǎo)航解碼或來自GPS信號的其它數(shù)據(jù)。因此該系統(tǒng)允許GPS接收機(jī)和信號處理器只通電到足以獲得衛(wèi)星信號的時間長度即可(確定該SCD接收器)。利用這種系統(tǒng)，主要的能量消耗在于獲取過程，并且如果是信號的獲取時間和能量被顯著地降低的話，該GPS接收機(jī)在每一個裝置上使用的能量將會極大地減小。
授予Nilles的美國專利5420593使用一個存儲器來存儲包括多個GPS衛(wèi)星信號的已接收信號的時間間隔。已接收的信號被取樣并且被以一個速率寫入到存儲器中，并且隨后以更快的速率讀出。在進(jìn)行讀出時，信號被數(shù)字化處理，以便獲得接收的GPS衛(wèi)星信號并且與之同步。這就實現(xiàn)對于GPS信號的獲得的較短的用時。但是，在信號存儲之后，接收機(jī)并不立即關(guān)閉，從而不能使用低供電的信號獲取。而且，不能實現(xiàn)實質(zhì)性的能量的降低。
授予Brown的美國專利5225842描述了一種以GPS為基礎(chǔ)的集中設(shè)施跟蹤系統(tǒng)，通過避免在該設(shè)施上對導(dǎo)航解進(jìn)行計算來降低每個被跟蹤的設(shè)施上的GPS接收機(jī)的造價。每一個所述設(shè)施都載有GPS接收機(jī)，處理來自幾個可見GPS衛(wèi)星的信號，并且該中心站根據(jù)處理的結(jié)果精確地計算被跟蹤目標(biāo)的導(dǎo)航位置。這種系統(tǒng)實際上并不減小在設(shè)施上的GPS接收機(jī)的能量消耗，并且實際上不延長裝置電池的壽命或減少更換電池的次數(shù)。而且，不采用低功耗的并行相關(guān)技術(shù)。
發(fā)明概要本發(fā)明的一個目的是提供一種直接序列擴(kuò)頻(DSSS)信號處理結(jié)構(gòu)，它能夠使得接收機(jī)在接收的獲取階段中的多數(shù)時間被關(guān)閉，從而實現(xiàn)與接收機(jī)前端相連的裝置的接通時間被顯著地減少。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種信號處理結(jié)構(gòu)，能夠在DSSS信號接收的獲取階段實現(xiàn)低功耗。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種低功耗的并行相關(guān)方法，便于由可用的集成電路所實現(xiàn)并且使用低耗能的方法獲得DSSS信號。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種GPS信號處理結(jié)構(gòu)，利用標(biāo)準(zhǔn)的順序處理器(即相對慢并具有小的信源)進(jìn)行P/N碼和多普勒搜尋(與獲取處理相關(guān))，而在搜尋期間不要求接收機(jī)的前端被接通。
本發(fā)明的再一個目的是提供一種GPS信號處理結(jié)構(gòu)，要求以很小的能量跟蹤使用GPS的設(shè)施。
本發(fā)明的又一個目的是提供一種信號處理結(jié)構(gòu)，能夠根據(jù)針對具體的已接收信號的信噪比(SNR)的需要而動態(tài)地交換相干和非相干綜合時間。
本發(fā)明的再一個目的是采用一種低的接收機(jī)輸出取樣速率而獲得精確的子碼片DSSS信號的獲取定時。
本發(fā)明的再一個目的是提供一種GPS信號處理結(jié)構(gòu)，展示出快速的GPS衛(wèi)星信號的獲取。
本發(fā)明的又一個目的是提供一種GPS信號獲取的方法，即使當(dāng)GPS使用一個廉價的、可能是不精確的本機(jī)振蕩器時也能夠?qū)崿F(xiàn)快速的低能信號的獲取。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，在DSSS信號獲取期間，使用一個低功耗的高速并行相關(guān)器，以便降低獲取過程的能耗。由于并行相關(guān)器的速度而使接收機(jī)處在導(dǎo)通條件的時間被減低，所以接收機(jī)的能耗被進(jìn)一步降低。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，接收機(jī)輸出數(shù)據(jù)的時間間隔被取樣并且存儲在存儲器中，并且隨后將接收機(jī)關(guān)斷。時間間隔的長度足以使得實現(xiàn)包含在存儲的接收機(jī)輸出數(shù)據(jù)中的任何CDMA/DSSS信號的獲取。存儲的接收機(jī)輸出數(shù)據(jù)從存儲中被重復(fù)讀取可要求獲取每個所需CDMA信號那么多次。為了保持處理過程的低能耗，在該獲取過程中可用使用一個低能耗的并行(部分模擬)相關(guān)器。這種方案使用的能量比現(xiàn)存的是在交叉相關(guān)器的使用能量小得多。
根據(jù)本發(fā)明的集中GPS跟蹤系統(tǒng)使得被跟蹤的設(shè)施消耗非常低的能耗并且使用帶有廉價本機(jī)振蕩器的接收機(jī)。并行相關(guān)器的允許使用不精確的本機(jī)振蕩器，因為在使用低功耗的獲取過程中的許多頻率被迅速地搜尋。而且，并行相關(guān)器的使用能夠避免GPS NAV數(shù)據(jù)的接收和解調(diào)，進(jìn)一步降低了接收機(jī)的平均接通時間。不再需要年歷數(shù)據(jù)來支持一個減低的衛(wèi)星搜尋時間，因為該并行的相關(guān)器能夠快速地在所有的衛(wèi)星碼上搜尋。由于在跟蹤單元不需要導(dǎo)航過程，所以只需要能耗很低的有限的處理過程，這種導(dǎo)航解在中心站產(chǎn)生。
附圖簡要說明相信是新穎的本發(fā)明的這些特征在所附的權(quán)利要求中作了描述。但是本發(fā)明的進(jìn)一步的目的和優(yōu)點可以參照通過結(jié)合附圖的下述描述而更透徹地理解。


圖1是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的一個遙控跟蹤系統(tǒng)的框圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明的在被跟蹤目標(biāo)上的一個跟蹤單元的框圖；圖3是常規(guī)序列獲取結(jié)構(gòu)的框圖；圖4是根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的順序信號處理的結(jié)構(gòu)的框圖；圖5是根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例的并行信號處理結(jié)構(gòu)的框圖；圖6是存儲的數(shù)據(jù)和滑動的復(fù)制波形之間的并行相關(guān)處理過程的一個示意圖；圖7是表示產(chǎn)生該復(fù)制序列的結(jié)構(gòu)的框圖；圖8是表示使用在圖7的復(fù)制產(chǎn)生方法中的數(shù)據(jù)存儲器、復(fù)制信號寄存器、和并行相關(guān)器的一個實施例簡化的框圖；圖9是圖8中的2-序列并行相關(guān)器的一級的一個實施例的框圖；圖10是表示用于產(chǎn)生分離碼和多普勒復(fù)制序列的一種方法的框圖；圖11是表示使用圖10的復(fù)制產(chǎn)生方法的數(shù)據(jù)寄存器、碼復(fù)制寄存器、多普勒復(fù)制寄存器和并行相關(guān)器的一個實施例的框圖；圖12是圖11的3-序列的并行相關(guān)器的一級的實施例的框圖；圖13是表示根據(jù)本發(fā)明的一個方面的差分?jǐn)?shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器和取和的原理的示意圖，圖14示出無噪聲和噪聲自動相關(guān)的波形的示意圖，用于接近相關(guān)峰值的1.0ms C/A碼P/N序列的一個短暫部分；圖15是表示低功耗并行相關(guān)器為基礎(chǔ)的獲取系統(tǒng)的框圖，具有完整的IQ處理，其中的RF/IF部分產(chǎn)生兩個正交的輸出；圖16是平方A/D轉(zhuǎn)換器的一個實施例的框圖；圖17是數(shù)據(jù)存儲器、復(fù)制產(chǎn)生、并行相關(guān)器組合的框圖，該組合降低了每一個碼/多普勒組合的碼的寄存器移位的數(shù)目；圖18是一個3序列乘法器的數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器單元的示意圖；圖19是一個乒乓方式數(shù)據(jù)存儲器構(gòu)成的示意圖；圖20是具有數(shù)據(jù)-多普勒預(yù)相乘的并行相關(guān)器的示意圖；圖21是具有數(shù)據(jù)-多普勒預(yù)相乘的全部I-Q處理器的框圖；圖22是具有數(shù)據(jù)-多普勒復(fù)數(shù)預(yù)相乘的全部I-Q處理器的框圖；圖23示出的是使用一個掃描移位寄存器的低能量寄存器寫入方法的框圖。
本發(fā)明實施例的詳細(xì)說明圖1中示出了多個GPS衛(wèi)星12跟蹤一個目標(biāo)(設(shè)施)，例如攜帶有一個跟蹤單元14的機(jī)動車有軌車，和一個中心站16。如前所述，每一個衛(wèi)星12發(fā)送一個信號，在跟蹤單元14中的GPS接收機(jī)使用該信號測量從該衛(wèi)星到接收機(jī)天線的傳播延遲(如果希望得知設(shè)施的速度的話，則測量延遲速率)。該衛(wèi)星信號還包括周期地重復(fù)NAV數(shù)據(jù)，這對于從所測量的時間延遲確定導(dǎo)航解是必須的。由于在該GPS信號中的NAV數(shù)據(jù)的低速率(50比特/秒)，所以如果要收集該NAV數(shù)據(jù)，接收機(jī)就要開通一個相當(dāng)長周期的長度時間(從1到幾分鐘)。而且，一個特定衛(wèi)星的NAV數(shù)據(jù)是在時間上改變的，并且該GPS MCS監(jiān)視這些改變，而且提供幾乎是按小時更新的NAV數(shù)據(jù)。為了保證精確的導(dǎo)航解，任何GPS為基礎(chǔ)的導(dǎo)航系統(tǒng)都必須使用不舊于大約四小時的NAV數(shù)據(jù)。如果設(shè)施的位置的監(jiān)視比每四個小時更頻繁，則該新的NAV數(shù)據(jù)將必須是每四個小時收集一次。NAV數(shù)據(jù)的保持則要求在接收機(jī)每個小時的操作期間是平均每15秒一次，如果在每一個被跟蹤的設(shè)施都執(zhí)行的話，將會引起可觀的能量需求。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，導(dǎo)航的解是在中心站計算的而不是在設(shè)施上計算的。在被跟蹤的設(shè)施上不需要任何NAV數(shù)據(jù)。只有與在每一個衛(wèi)星和該設(shè)施之間的GPS信號傳播的延遲相關(guān)的數(shù)需要在該設(shè)施上測量，并且該數(shù)據(jù)隨后被送到中心站。該NAV數(shù)據(jù)可用通過在中心站中的一個標(biāo)準(zhǔn)GPS接收機(jī)或通過與適當(dāng)定位的標(biāo)準(zhǔn)GPS接收機(jī)進(jìn)行的通信來在中心站16中確定。根據(jù)需要，該NAV數(shù)據(jù)或?qū)Ш浇饽軌蛲ㄟ^需要更少能量的較高速率的通信鏈路傳送到在所跟蹤的設(shè)施上的接收機(jī)。由于在該設(shè)施上不需要NAV數(shù)據(jù)解碼，所以在該設(shè)施上的GPS信號的獲取變成主要是該GPS處理任務(wù)，并且通過本發(fā)明的低能耗的獲取方法使得集中跟蹤系統(tǒng)的靈活性極大地增強(qiáng)。
如圖2所示，一個機(jī)動有軌車的跟蹤單元14包括響應(yīng)來自GPS衛(wèi)星的在天線5接收的信號的接收機(jī)2；一個處理器3和一個發(fā)射器4。接收的信號在處理器3中處理，以便查明并且利用從這些GPS衛(wèi)星接收的信號之間傳輸時間的差異。通過利用這些時間差異，減輕了在該設(shè)施得知該GPS信號時間標(biāo)記的需要，并且因而不需要在該設(shè)施進(jìn)行數(shù)據(jù)流的解碼。由于不需要GPS數(shù)據(jù)流的數(shù)據(jù)解碼，所以接收機(jī)的處理過程簡化為該GPS信號的獲取和從獲取的結(jié)果計算相關(guān)的時間差(如果要確定設(shè)施的速度的話，則還計算多普勒頻率差)。計算出的時間差和表明與該差異相關(guān)的衛(wèi)星的時間由發(fā)射機(jī)4從天線6發(fā)送到中心站。這種把GPS信號的獲取作為GPS能量支出的主要部分的集中化跟蹤系統(tǒng)可見于上面參考的Harrison、Pradeep、Brooksby和Hladik的相關(guān)專利申請No.08/456229。
圖3示出使用串行相關(guān)器的一個常規(guī)串行獲取結(jié)構(gòu)。在一個常規(guī)的GPS接收機(jī)中，信號的獲取之后是載波和P/N碼的同步和NAV時間的解調(diào)，但是這些處理的模塊在圖3中沒示出。這種信號獲取的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)包括RF/IF(射頻/中頻)部分21，該部分包括天線211、RF放大器212、混頻器213、本機(jī)振蕩器214和低通濾波器215。該低通濾波器215把已接收的和降頻轉(zhuǎn)換的信號提供到一個模擬-數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器22.A/D轉(zhuǎn)換器22通常是以復(fù)制C/A碼片的速率的整數(shù)倍進(jìn)行取樣和轉(zhuǎn)換，并且把一個數(shù)字序列提供到一個串行數(shù)字相關(guān)器23。該相關(guān)器23串行地計算來自A/D轉(zhuǎn)換器22的數(shù)字化接收機(jī)輸出的子序列和來自碼/多普勒(或復(fù)制)產(chǎn)生器24的C/A復(fù)制碼子序列的內(nèi)積。內(nèi)積的產(chǎn)生是通過執(zhí)行下列過程實現(xiàn)的首先把兩個子序列中的第一項在乘法器231中相乘，并把結(jié)果存儲在一個相關(guān)累加器232中，隨后把兩個子序列中的第二項相乘并且把它們的積加到相關(guān)累加器232中，以此類推。按照從A/D轉(zhuǎn)換器22可得的子序列的順序，該內(nèi)積是以實時的方式執(zhí)行的。象在常規(guī)方式中那樣，子序列同跨越重復(fù)C/A碼的單一周期。在已經(jīng)計算了該內(nèi)積之后，該相關(guān)累加器包括具有復(fù)制信號的一個C/A碼周期的已接收子序列的交叉相關(guān)的取樣，用于特定的C/A碼、碼的偏移和由復(fù)制產(chǎn)生器產(chǎn)生的多普勒頻率。在來自A/D轉(zhuǎn)換器22的子序列之后把求內(nèi)積的操作執(zhí)行若干次，同時使用相同的復(fù)制C/A碼的子序列。該子序列的內(nèi)乘積的結(jié)果隨后由平方器29平方，并且在非相關(guān)累加器30中取和，得出相關(guān)處理結(jié)果的非相關(guān)的積分。該非相關(guān)累加器30的輸出信號由門限檢測器31檢測，并且如果是在非相關(guān)累加器30中的信號的電平是足夠高的話，則產(chǎn)生一個″信號獲得″的命令。當(dāng)獲得一個信號時，控制器27監(jiān)視相關(guān)的C/A碼指數(shù)(衛(wèi)星指數(shù))、碼的偏移和多普勒頻率，并且指令碼/多普勒產(chǎn)生器24或是轉(zhuǎn)換到不同的C/A碼(用于不同的GPS衛(wèi)星)并且開始另一個搜尋，或是如果已經(jīng)接收到足夠的衛(wèi)星信號則停止搜尋。如果在對于來自A/D轉(zhuǎn)換器22的若干子序列處理之后沒有獲得信號，則控制器27指令該碼/多普勒產(chǎn)生器24改變到不同的C/A碼、碼偏移或多普勒頻率。隨著每一個衛(wèi)星信號的獲得，控制器27把相關(guān)的碼指數(shù)、碼偏移量或多普勒頻率提供到GPS信號同步和NAV時間處理單元(沒示出)。
必須提供用于搜尋所有可能的C/A碼、碼偏移和多普勒頻率的方案?？刂破?7通過對于衛(wèi)星碼產(chǎn)生器243和偏移產(chǎn)生器244的指令選擇所希望的C/A碼和碼偏移。相對于來自A/D轉(zhuǎn)換器22的比特數(shù)據(jù)流，偏移產(chǎn)生器244提供從衛(wèi)星碼產(chǎn)生器243產(chǎn)生的復(fù)制碼的時間偏移量。多普勒I/Q產(chǎn)生器242產(chǎn)生代表由控制器27實現(xiàn)的多普勒頻移和本機(jī)振蕩器頻率誤差的組合的正弦數(shù)字表示。由乘法器241產(chǎn)生的復(fù)制信號作為該正弦信號和C/A碼復(fù)制的乘積。為了保證GPS信號的的檢測，該RF/IF部分21必須既產(chǎn)生同相(I)的輸出信號也產(chǎn)生正交(Q)輸出信號(圖3中沒示出)，并且這兩個信號被處理以便實現(xiàn)信號的獲取。而且，該I和QRF/IF輸出信號的每一個必須利用I和Q多普勒正弦分量處理，如同在GPS領(lǐng)域中的技術(shù)人員所公知的那樣。
在圖3中輸出的常規(guī)方案要求從RF/IF部分21輸出的接收機(jī)輸出數(shù)據(jù)在得到之后盡可能快地處理，并且進(jìn)行的處理受到已接收信號中的碼速率的限制。根據(jù)本發(fā)明的用于改進(jìn)的序列信號獲取的處理器的構(gòu)成在圖4中示出。該系統(tǒng)的構(gòu)成和圖3的構(gòu)成相似，但是不同點在于添加了一個信號存儲存儲器33，并且對于RF/IF部分21的供電由控制器35所控制。RF/IF部分21提供的GPS信號由RF/IF部分21轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式，但是此時的A/D取樣速率可以被設(shè)置在C/A碼速率的非整數(shù)倍。存儲器33存儲足以實現(xiàn)信號獲取的輸入信號長度，并且使得該RF/IF部分在存儲之后關(guān)斷。隨后該獲取過程進(jìn)行讀出并可能是重新讀出存儲在存儲器中的數(shù)據(jù)。由于該RF/IF部分21消耗大部分的能量，所以此種方式的能量消耗被顯著地降低。而且，獲取的過程不再受到象在已有技術(shù)中指出的已接收信號的碼速率的限制。這種非整數(shù)倍的輸入A/D取樣速率使得該獲取處理器確定精確的GPS信號傳播數(shù)據(jù)差(對于確定該位置結(jié)果是必須的)，同時使用低得多的取樣速率。而且，當(dāng)SNR不是很低時，或當(dāng)精確度的要求不是很高時，該低的非整數(shù)倍的取樣速率使得所以確定的時間差具有足夠的精確度，從而使得能夠避免通常所需的傳統(tǒng)的載波和P/N碼同步處理(例如用于載波跟蹤的Costas鎖相環(huán)，和用于碼的跟蹤的超前-遲后延遲鎖相環(huán))。
把已收信號的數(shù)據(jù)組存儲在存儲器中并且按照處理不同的SCD接收器的需要重新讀出該存儲器的優(yōu)點在于，相關(guān)處理可以在一個時間周期上進(jìn)行而沒有由于本機(jī)振蕩器的不穩(wěn)定性或不精確性所引起的信號獲取精確度的丟失。而且，如果存儲的信號也被用于提取為了得到導(dǎo)航解所需要的時間的延遲，則就沒必要保持在GPS接收的獲取和相位跟蹤之間的精確的定時。對于不要求在測量(例如設(shè)施的跟蹤)之后立即應(yīng)用該導(dǎo)航解的場合，能夠使用一個非常低功耗的集成電路來構(gòu)成一個非常低功耗的GPS接收機(jī)，把序列相關(guān)器(以及其它的電路)和低功耗數(shù)據(jù)存儲器相結(jié)合。非常低功耗的大規(guī)模集成電路在工業(yè)中已經(jīng)在生產(chǎn)中(例如1.5V,0.35微米互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體，即CMOS工藝)。
利用這種GPS系統(tǒng)，就象在多數(shù)DSSS系統(tǒng)中那樣，在信號處理之前的SNR是很低的，并且必須要通過已收信號的實際的周期，以便得到對于由門限檢測器31執(zhí)行的可靠信號檢測來說是必須的高的SNR相關(guān)性的峰值。對于一般的民用GPS應(yīng)用，來自RF/IF部分21的大約20ms的信號必須被處理和存儲。為了使該存儲器保持在小容量，來自RF/IF部分21的信號被以低速率取樣并且被量化成只有幾個不多的電平。對于民用應(yīng)用來說，普通的GPS接收機(jī)一般實現(xiàn)30米的GPS固定(定位)精度。具有這種精度GPS的定位能夠從信號碼的偏移量計算出來，這種偏移量是以小于十分之一的C/A碼片的誤差度量的。通過標(biāo)明與交叉相關(guān)峰值相關(guān)聯(lián)的復(fù)制信號碼偏移量來測量信號碼的偏移量。在本發(fā)明的一個實施例中，產(chǎn)生來自非相關(guān)累加器30的結(jié)果序列，以便增加復(fù)制碼的偏移量而同時保持碼指數(shù)和多普勒頻率的恒定不變。如果觀察到大的相關(guān)結(jié)果，則把一種內(nèi)插算法用于產(chǎn)生的結(jié)果序列并且估計與相關(guān)峰值關(guān)聯(lián)的碼偏移量。實現(xiàn)碼片的十分之一的碼偏移量精確度。而同時以近似于該C/A碼片速率的兩倍的速率取樣該信號。某些傳統(tǒng)的GPS接收機(jī)在信號的獲取過程中不能夠?qū)崿F(xiàn)所希望的十分之一碼片的精確度；相反，某些GPS接收機(jī)在以兩倍的C/A碼片速率取樣該信號，而碼同步期間能夠?qū)崿F(xiàn)這一精確度，并且調(diào)諧該取樣相位作為超前-遲后延遲鎖相環(huán)路的一部分。此外一種方案，其它常規(guī)GPS接收機(jī)通過以十倍C/A碼片速率取樣該信號并且標(biāo)明該碼偏移來實現(xiàn)十分之一碼片的精確度，這將得到最大的相關(guān)峰值。降低取樣速率要求較小的存儲器和較低的處理速率。
在A/D轉(zhuǎn)換器22的輸入端的SNR是遠(yuǎn)低于零的，所以當(dāng)該A/D轉(zhuǎn)換器只使用三個正確選擇的表示電平時就很少出現(xiàn)信號的劣變。每一個取樣能夠僅采用兩個數(shù)據(jù)比特按照符號的幅度而被方便地編碼。為了保證信號的檢測，I和Q的RF/IF輸入信號都必須被產(chǎn)生、存儲和處理(在圖3和圖4中只示出了一個RF/IF頻道)。就象GPS專業(yè)的技術(shù)人員所熟知的那樣，使用三個或更多的表示電平能夠提供對于非GPS信號的實質(zhì)上的抗干擾能力。但是，如果對于I和Q信號只是采用兩個表示電平(一個比特)的話，則就要求較小的數(shù)據(jù)存儲器，而這在某些應(yīng)用中具有價格上的優(yōu)勢。在本發(fā)明的一個實施例中，I和Q的RF/IF輸出信號是被同時地數(shù)字化和存儲，并且該數(shù)據(jù)存儲器的長度足以保持為實現(xiàn)所要求的時間(例如20ms)的全部數(shù)據(jù)序列。利用每毫秒1023個C/A碼片并且I和Q的RF/IF信號都是以每個碼片兩個樣值，而且每個樣值有兩個比特，則對于20ms的信號數(shù)據(jù)段具有大約170000個比特需要存儲。為了方便起見，該I和Q數(shù)據(jù)可以被認(rèn)為是存儲在分別的I和Q存儲器中。當(dāng)所要求的數(shù)據(jù)已經(jīng)被取樣、轉(zhuǎn)換和存儲時，該接收機(jī)就可以被關(guān)閉，而且記錄的數(shù)據(jù)可以被處理。
在本發(fā)明的順序的方法中，存儲的數(shù)據(jù)在用于碼的每一個組合、碼的偏移和多普勒頻移處理過程中被重放(讀出)一次。在圖4的系統(tǒng)中，存儲的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)取樣的序列被從存儲器33中讀出，每次讀出一個樣值。來自存儲器33的序列的每一個樣值由在乘法器231中的碼/多普勒產(chǎn)生器24來的序列的樣值相乘，并且把結(jié)果累積在相關(guān)累加器232中。來自該碼/多普勒或復(fù)制產(chǎn)生器的序列或數(shù)據(jù)段是在測試條件下針對具體的碼、碼偏移和多普勒頻率而生產(chǎn)的。如此處理的存儲器序列的長度就是相關(guān)的綜合的長度，通常選擇為該C/A碼的一個全長，即是1.0(ms)。以此方式處理若干個(例如20個)相鄰的1.0ms數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)段而不改變復(fù)制順序。在每一個1.0ms的數(shù)據(jù)段被處理之后，存儲在相關(guān)累加器232中的數(shù)據(jù)值表示在該1ms的復(fù)制和數(shù)據(jù)段(序列)之間的相關(guān)性。該值由平方器29平方并且加到非相關(guān)累加器30。在針對于給定復(fù)制信號的第一個1.0ms的數(shù)據(jù)段被處理之前，非相關(guān)累加器30被復(fù)位為零，以便使得最終累加結(jié)果代表由該復(fù)制信號限定的用于特定碼、碼偏移和多普勒頻率的總的相關(guān)記錄(score)。類似地，該相關(guān)累加器在每一個1.0ms的數(shù)據(jù)段被處理之前被復(fù)位。門限檢測器31監(jiān)視該相關(guān)的記錄，并且如果該記錄是大于規(guī)定的門限時，則產(chǎn)生″信號獲得″信號。當(dāng)接到該″信號獲得″信號時，控制器35執(zhí)行簡單的峰值-搜尋和內(nèi)插運(yùn)算(下面將要描述)，以便找到在檢測條件下的和給定碼指數(shù)和多普勒頻率相關(guān)的碼偏移的最佳估計值。隨后，控制器35選擇另外的碼、碼偏移和多普勒頻率組合，并且指令復(fù)制產(chǎn)生器改變復(fù)制信號，以便反映這種改變。對于多個對應(yīng)于所要搜尋的碼、碼偏移和多普勒頻率的復(fù)制信號，該信號的獲取過程被重復(fù)多次，并且當(dāng)著所希望的GPS信號的數(shù)碼(不同的C/A碼)已經(jīng)被獲得時，停止這一處理過程?？刂破?5隨后產(chǎn)生與獲取信號相關(guān)的碼的指示符、估計的偏移值和多普勒頻率，作為輸出信號。
使用如圖4所示的一個數(shù)字相關(guān)器23,I和Q的存儲器數(shù)據(jù)能夠被順序地處理(例如處理所有的I數(shù)據(jù)，然后再處理所有的Q數(shù)據(jù))。另外，I和Q的存儲器數(shù)據(jù)能夠通過使用分別的數(shù)字相關(guān)器而被同時地處理。在任何條件下，為了保證信號的獲取，I和Q多普勒處理必須既對于I存儲器數(shù)據(jù)執(zhí)行，也對Q存儲器數(shù)據(jù)執(zhí)行。因此存在四種I-Q組合，并且它們可以由一個數(shù)字相關(guān)器順序地處理，或者由多個相關(guān)器同時處理。在一種順序處理的方法中，對于全部存儲器數(shù)據(jù)順序與一個給定的復(fù)制編碼指數(shù)、碼偏移和多普勒頻率的相關(guān)結(jié)果按照下列的方式進(jìn)行計算首先把相關(guān)和非相關(guān)的累加器復(fù)位為零。隨后，用I多普勒復(fù)制對I存儲器數(shù)據(jù)處理，并且把相關(guān)的結(jié)果在相關(guān)累加器中累加。隨后用Q多普勒復(fù)制對Q存儲器數(shù)據(jù)處理，并且把相關(guān)的結(jié)果在相關(guān)累加器中進(jìn)一步累加。全部的相關(guān)累加結(jié)果隨后由平方器29平方并且被加到非相關(guān)累加器30中。該相關(guān)累加器隨后復(fù)位。隨后，Q存儲器數(shù)據(jù)由I多普勒復(fù)制處理，并且把相關(guān)的結(jié)果累加在相關(guān)累加器中，隨后，I存儲器數(shù)據(jù)由Q多普勒復(fù)制處理，并且把相關(guān)的結(jié)果反相(乘以-1)并且進(jìn)一步累加在相關(guān)累加器中。總的相關(guān)累加的結(jié)果隨后由平方器29平方并且被加到非相關(guān)累加器30。這一過程針對于每一個1.0ms的存儲器數(shù)據(jù)段重復(fù)，在數(shù)據(jù)段之間不對于非相關(guān)累加器進(jìn)行復(fù)位，并且要求完全的讀出周期用于I和Q存儲器數(shù)據(jù)。通過使用分別的多普勒IQ產(chǎn)生器242、乘法器241和數(shù)字相關(guān)器23，能夠降低獲取的時間和能量，以便同時地處理所有的四個I-Q組合。
在一個傳統(tǒng)的方式中，碼/多普勒產(chǎn)生器24如圖所示包括多普勒I/Q產(chǎn)生器242、衛(wèi)星碼產(chǎn)生器243、偏移產(chǎn)生器244和乘法器241。多普勒I/Q產(chǎn)生器242以相關(guān)于取樣速率的所希望的頻率產(chǎn)生正弦或余弦波數(shù)字順序表示，并且例如能夠由地址計數(shù)器所驅(qū)動的ROM所實現(xiàn)?？梢酝ㄟ^控制存儲的正弦取樣被讀出次序來選擇正弦波的頻率和相位(I或Q)(例如通過地址鑒別和開始地址的選擇分別地實現(xiàn))。其它的數(shù)字正弦波產(chǎn)生器對于本專業(yè)的技術(shù)人員也是公知的。對于GPS C/A碼來說，熟知的狀態(tài)機(jī)能夠被用來以正確的次序產(chǎn)生C/A碼比特。由乘法器241對于多普勒正弦波和C/A碼值相乘，以便產(chǎn)生復(fù)制信號。用于搜尋所有可用的碼偏移的方案是通過使用偏移產(chǎn)生器244對于來自衛(wèi)星碼產(chǎn)生器243的存儲碼復(fù)制的時間偏移提供的。利用由衛(wèi)星碼產(chǎn)生器243實現(xiàn)的這種狀態(tài)機(jī)，通過在開始相關(guān)處理之前把狀態(tài)機(jī)預(yù)置到相關(guān)的狀態(tài)，實現(xiàn)特定碼偏移。對應(yīng)于不同碼的偏移的初始狀態(tài)能夠被存儲在一個ROM中，并且由一個簡單的二進(jìn)制地址計數(shù)器檢索。
在實際中，通過首先選擇一個碼和一個多普勒頻率并且隨后通過不同的碼偏移進(jìn)行的檢索，獲取檢索被方便地執(zhí)行。隨后，多普勒頻率被改變并且不同的碼偏移被重新檢驗。非相關(guān)累加器30能夠被作為一個累加器的陣列實現(xiàn)。每一個累加器用于在相鄰偏移的順序中的一個候選碼偏移。這種累加器的構(gòu)成使得用于相鄰偏移的標(biāo)記被同時地檢驗，以便使得能夠應(yīng)用一個內(nèi)插算法來找到與該實際標(biāo)記的峰值相關(guān)的子數(shù)據(jù)段偏移值。如果采用順序內(nèi)插算法，該峰值偏移值能夠被內(nèi)插，盡管只使用信號累加器單元。
可用通過同時地處理多個碼偏移來降低總的獲取時間。例如，多個數(shù)字相關(guān)器23可以被使用，每一個由復(fù)制信號的不同的延遲版本所驅(qū)動。不同的延遲可用用耦合到碼/多普勒產(chǎn)生器24的輸出的一條抽頭的延遲線來實現(xiàn)。這種不同的抽頭的每一個隨后能夠驅(qū)動分別的串行數(shù)字相關(guān)器23，并且每一個相關(guān)器的輸出的結(jié)果能夠被在非相關(guān)累加器陣列中的相關(guān)的部件分別地平方和累加。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面的用于低功耗和快速信號獲取的一個GPS接收機(jī)的方案在圖5中示出。該圖中示出的結(jié)構(gòu)和圖4中示出的結(jié)構(gòu)相似，但是其中的串行數(shù)字相關(guān)器、串行多普勒和P/N碼產(chǎn)生器和串行讀出存儲器現(xiàn)在分別由并行數(shù)字相關(guān)器36、并行多普勒和P/N碼產(chǎn)生器37和并行讀出存儲器33所取代。本發(fā)明的一個方面是在并行相關(guān)器中進(jìn)行大量并行模擬取和的方法。這種模擬取和，連同存儲器的大量并行組成、復(fù)制產(chǎn)生器和相關(guān)器單元一起，使得在相關(guān)處理過程中時間占用和能耗大大地降低。這種模擬的取和結(jié)果被A/D轉(zhuǎn)換器38轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式，按照隨后所描述的那樣，該轉(zhuǎn)換器38可用和平方器結(jié)合。這種并行結(jié)構(gòu)還利用了傳統(tǒng)的低功耗互補(bǔ)金屬氧化物半導(dǎo)體(CMOS)集成電路的優(yōu)點，以便實現(xiàn)低能耗的使用。在CMOS電路中的耗能主要是由電路的節(jié)點電容的充電和放電所決定；在那些電壓靜止(不改變)和或電容很小的節(jié)點處的能耗很小。利用本發(fā)明，多普勒和P/N碼復(fù)制產(chǎn)生器和寄存器、數(shù)據(jù)存儲器和并行相關(guān)器被構(gòu)成來減小在相關(guān)處理的過程中被充電和被放電的CMOS節(jié)點的數(shù)目。
圖6示出了并行相關(guān)的概念并且示出已收的和復(fù)制的信號都沒有多普勒移頻的波形。數(shù)字信號數(shù)據(jù)被順序地寫入到數(shù)據(jù)存儲器，使得可供RF/IF部分21和A/D轉(zhuǎn)換器22所用。數(shù)據(jù)存儲器33被構(gòu)成用于大批量的并行輸出，以便使得數(shù)據(jù)的長序列在輸出被同時地得到。而且移位寄存器1004輸入有選擇的復(fù)制信號，并且其構(gòu)成是用于具有和來自數(shù)據(jù)存儲器的數(shù)據(jù)長度相同的大批量并行輸出的數(shù)據(jù)。用于給定多普勒頻率、碼指數(shù)和碼偏移的并行數(shù)據(jù)序列和并行復(fù)制序列之間的取樣交叉相關(guān)(即內(nèi)積)由并行相關(guān)器1000立即全部產(chǎn)生，使用在乘法器陣列中的一個對應(yīng)的乘法器，存儲器數(shù)據(jù)序列的每一個成分由復(fù)制序列的對應(yīng)成分相乘。乘法器的輸出信號被同時地取和，以便形成在相關(guān)器輸出端相關(guān)處理結(jié)果。通過移位該復(fù)制寄存器一個步長而同時保持該存儲器數(shù)據(jù)的穩(wěn)定，而產(chǎn)生出用于相鄰碼偏移的相關(guān)的處理結(jié)果。此外，盡管該存儲器數(shù)據(jù)被移位，但是該復(fù)制信號能夠被保持恒定。
在本發(fā)明的一個引人注意的實施例中，該并行輸出數(shù)據(jù)和復(fù)制序列是1.0ms的長度，并且其覆蓋了該C/A碼的一個周期。通過以近似于每個C/A碼片兩個樣值的速率進(jìn)行取樣并且以使用一個兩比特符號一幅度格式的A/D轉(zhuǎn)換器數(shù)字化成三電平，從RF/IF輸出信號中產(chǎn)生出數(shù)據(jù)序列。如果該A/D門限電平被正確地選擇，電平的取樣速率和數(shù)目將避免數(shù)據(jù)的混淆和實質(zhì)上的SNR的劣變，并且生成在2100取樣數(shù)量級的序列長度。這種符號-幅度格式使得在上述的乘法器陣列中使用簡單的乘法器。其它的可用考慮的數(shù)據(jù)表示、取樣速率和并行生成序列的長度是可能的，并且對于本專業(yè)的技術(shù)人員是顯見的。
圖7示出了用于產(chǎn)生并行輸出復(fù)制序列的一個方法。在碼/多普勒產(chǎn)生器1008中，以希望的相位和多普勒頻率，一個C/A碼產(chǎn)生器1001產(chǎn)生所希望的C/A碼序列，而一個數(shù)字正弦信號產(chǎn)生器1002產(chǎn)生數(shù)字的正弦波序列。乘法器1003順序地把該碼和由碼/多普勒產(chǎn)生器1008提供的正弦波序列順序地相乘，以便產(chǎn)生復(fù)制的序列，并且該序列被位移位到并行輸入的碼/多普勒(復(fù)制)寄存器1004中。
復(fù)制序列最好是表現(xiàn)為三電平(兩個比特)的符號一幅度格式，或者雙電平(一個比特)信號格式，因為這些格式相對于使用更多比特的格式而言，降低了并行相關(guān)器的復(fù)雜性和功耗。使用三個或更少的電平，在復(fù)制序列中的多普勒成分將會具有較高的諧波含量，并且這些諧波含量能夠與輸入的信號偽相關(guān)。這一問題的避免是通過把RF/IF本機(jī)振蕩器頻率選擇成該RF/IF輸出信號實際從零頻率偏移實現(xiàn)的。通過把偏移量選擇得足夠大，所有產(chǎn)生必要的多普勒復(fù)制頻率的諧波都將是在遠(yuǎn)高于該最高的多普勒復(fù)制頻率之上。這種諧波問題對于設(shè)計超外差的本專業(yè)的技術(shù)人員來說是熟知的。如果希望，可用通過在多普勒和復(fù)制序列表征中采用更多的比特并且在復(fù)制寄存器中的每一個取樣的更多的比特來降低多普勒復(fù)制諧波電平。但是，這將增加信號獲取實現(xiàn)裝置的功耗和復(fù)雜性(尺寸)。
圖8示出使用圖7的復(fù)制信號產(chǎn)生方法的數(shù)據(jù)存儲器33、復(fù)制移位寄存器1004和并行相關(guān)器1000的局部構(gòu)成圖。數(shù)據(jù)序列和復(fù)制序列都是使用兩比特的符號-幅度表示，并且由于在存儲器33、移位寄存器1004和相關(guān)器1000的每一個中的單元的行彼此是按照列方式對準(zhǔn)，所以來自兩個序列的對應(yīng)取樣的符號(S)和幅度(M)能夠被方便地以每一個輸入的值饋入到對應(yīng)的乘法器1200。利用來自這兩個輸入序列的符號-幅度輸入值，例如-1或1，每一個乘法器1200都產(chǎn)生-1、0或1作為輸出信號。單獨(dú)的數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器1300把每一個數(shù)字乘法器的輸出信號轉(zhuǎn)換成模擬形式。通過把輸出信號提供到表示該模擬相關(guān)結(jié)果的共同的輸出，所有的D/A轉(zhuǎn)換器的輸出信號被取和。采用電荷取和就能夠很方便地實現(xiàn)這種模擬取和，但是其它的模擬取和的形式也是可用的。這種取和的方法特別有效，需要很小的功率，不要求任何模擬存儲器，而且特別快。這種并行相關(guān)器的結(jié)構(gòu)的另一個好處是該碼和多普勒序列是可編程的，允許單一的相關(guān)器在獲取過程中在多個碼的指示、偏移和多普勒頻率上快速地搜尋。
圖9示出的是在圖8中的雙序列并行相關(guān)器的一級的實施例。乘法器1200產(chǎn)生符號和幅度輸出比特，控制在D/A轉(zhuǎn)換器1300中的開關(guān)1400和1500。開關(guān)把電荷取和電容器1100的一端連接到正電壓基準(zhǔn)接端或負(fù)電壓基準(zhǔn)接端，或者連接到輸出基準(zhǔn)電壓接端(例如接地)。取和是有兩個步驟的過程產(chǎn)生的。首先，充電一復(fù)位線被設(shè)置為低電平，關(guān)閉充電復(fù)位開關(guān)1600并且強(qiáng)迫在每一個并行相關(guān)器中的開關(guān)1400把相關(guān)的電容接到輸出基準(zhǔn)接端(圖9中的地)。這將對所有的電容放電。隨后，充電復(fù)位線設(shè)置為高電平，操作充電復(fù)位開關(guān)1600，并使得在每一個并行相關(guān)器電路級中的數(shù)據(jù)和復(fù)制數(shù)據(jù)分別地控制相關(guān)的符號和幅度開關(guān)1500和1400。這兩步驟的處理過程保證了在充電取和電容工作的時間段上不出現(xiàn)過度的充電。其優(yōu)點在于能夠通過使用例如金屬-金屬交叉電容器和二進(jìn)制電子開關(guān)來實現(xiàn)該并行相關(guān)器。最終，其優(yōu)點在于能夠以簡單的取和線路的延伸來實現(xiàn)電荷取和在多個集成電路上的擴(kuò)展。
圖10示出了產(chǎn)生復(fù)制信號的另一種方法。利用該方法，碼和多普勒復(fù)制序列被存儲在并行輸出寄存器中。碼/多普勒產(chǎn)生器1010的C/A碼產(chǎn)生器產(chǎn)生希望的C/A碼序列，并且這一序列被移動到碼復(fù)制寄存器1005中。相似地，碼/多普勒產(chǎn)生器1010的數(shù)字正弦波產(chǎn)生器1002以所希望的相位和多普勒頻率產(chǎn)生數(shù)字化的正弦波序列，并且這一序列被移入到多普勒復(fù)制寄存器1006中。
圖11示出了使用圖10的復(fù)制數(shù)據(jù)產(chǎn)生方法的數(shù)據(jù)存儲器33、碼-復(fù)制寄存器1006和并行相關(guān)器1000。使用分別的碼寄存器1005和多普勒寄存器1006，得出分別的存儲器數(shù)據(jù)、碼和多普勒序列。對應(yīng)于來自這三個序列的取樣的符號(S)和幅度(M)比特被饋送到對應(yīng)的乘法器1201。利用信號-幅度輸入值，例如來自數(shù)據(jù)和多普勒序列的-1、0或1，以及來自碼序列的-1、0或1，每一個乘法器1201產(chǎn)生一個-1、0或1作為輸出信號。利用前面針對兩個序列并行相關(guān)器的描述的模擬取和，不同的乘法器輸出信號被全部地同時取樣。
圖12示出了圖11中的三序列并行相關(guān)器的一級電路的實施例。該相關(guān)器電路級和圖9中的雙序列并行相關(guān)器的內(nèi)容相似，但是該乘法器具有另外的一個異或門1205，使得分別的碼的寄存器的比特作用于相乘結(jié)構(gòu)的符號。
圖8和圖11的兩個和三個序列并行相關(guān)器能夠被概括為多個序列并行相關(guān)器。就兩個序列相關(guān)器而言，是該三個序列的相關(guān)器把交叉相關(guān)序列(復(fù)制數(shù)據(jù))之一解除而變成為兩個序列的相關(guān)器。一般地說，這種分解既可以實施于數(shù)據(jù)，也可以實施于復(fù)制序列，以便提供一個多序列并行相關(guān)器，即內(nèi)積裝置。
在并行相關(guān)器中的″差分″模擬取和可以具有較低的噪聲敏感性和其它的優(yōu)點。圖13中示出了一個普通的差分取和構(gòu)型。在并行相關(guān)器中的每一個電路級中，兩個D/A轉(zhuǎn)換器是由來自相關(guān)乘法器的相同的符號和幅度的輸出信號所驅(qū)動的。一個轉(zhuǎn)換器被標(biāo)記為正的，而且其電容器接到正取和線路，而另一個轉(zhuǎn)換器被標(biāo)記為負(fù)的，而且其電容器接到負(fù)取和線路。如圖本專業(yè)所公知的那樣，在每一個轉(zhuǎn)換器中所示的開關(guān)是以電子開關(guān)實現(xiàn)的。兩個轉(zhuǎn)換器的操作完全相同，但是在負(fù)轉(zhuǎn)換器中的符號開關(guān)1500是相對于該正轉(zhuǎn)換器的符號開關(guān)來說是反接的。利用這種差分方法，正和負(fù)取和結(jié)果之間的差異必須被用來確定最終的相干結(jié)果。如本專業(yè)的技術(shù)人員所熟知的那樣，這可用通過使用例如高速線性的或開關(guān)電容的差分放大器來實現(xiàn)。此外，正和負(fù)的取和結(jié)果可以被分別地進(jìn)行A/D轉(zhuǎn)換并且在進(jìn)行平方和非相關(guān)取和之前對于它們的差進(jìn)行數(shù)字計算。
圖11的三序列并行相關(guān)方法比圖8的雙序列方法使用更少的功率，因為當(dāng)生成用于隨后的碼偏移的相關(guān)結(jié)果時只有1比特深度碼寄存器需要位移；在分別的多普勒寄存器中的序列能夠被保持固定不變。移位兩比特深度的一個寄存器所消耗的能量大約是移位一比特深度的一個寄存器消耗的能量的兩倍。由于寄存器的位移是采用這種并行相關(guān)方案主要的能量消耗，所以這種三序列的方法具有優(yōu)勢。另一方面，雙序列的方法在乘法器中使用較少的移位寄存器部件(比特)和較少的異或門，因此具有較小的實際電路。這種實現(xiàn)尺寸上的差異隨著多普勒復(fù)制序列的比特數(shù)的增加而減小。
圖9和圖12中示出的D/A轉(zhuǎn)換器1300利用串行的開關(guān)來控制充電取和電容的充電。用于乘法器和模擬轉(zhuǎn)換器(D/A)的另一個實施例被示出，用于圖18中的三序列的情況。本實施例的優(yōu)點在于其數(shù)字邏輯功能直接地驅(qū)動電荷取和電容器，并且不需要開關(guān)的串行連接。這種乘法器-D/A的結(jié)合是便于在普通數(shù)字CMOS處理中實現(xiàn)。電容器1101和1102實際上具有相同的值并且共同提供三電平D/A轉(zhuǎn)換，例如-1、0和+1。-1的電平用于把兩個電容驅(qū)動為低電平(數(shù)字接地)，+1的電平用于把兩個電容驅(qū)動為高電平(數(shù)字Vdd)，而0電平用于驅(qū)動一個電容為高電平而另一個電容為低電平。在乘法器2001中，同門1210和與門1211把該兩比特的數(shù)據(jù)和多普勒值相乘，以便形成符號-幅度乘積。同門1212隨后把該兩比特的乘積轉(zhuǎn)換成A和B信號，在相同或不同的方向驅(qū)動這兩個電容器。最終，同門1213以二進(jìn)制碼值與A和B信號相乘，而非門1214用于對于電容器接地，以便在復(fù)位階段中對于電容進(jìn)行放電。
對于存儲的GPS信號的給定的長度，在于相關(guān)和非相關(guān)處理之間存在一個折衷。隨著相干相關(guān)長度增加，每一個相關(guān)處理結(jié)果的SNR被增加當(dāng)時可供進(jìn)行平方和非相關(guān)累加(積分)的相關(guān)處理結(jié)果的數(shù)目減少。本專業(yè)的技術(shù)人員公知，相關(guān)處理長度每增加10倍，該SNR就改進(jìn)10dB，但是對于非相關(guān)處理長度的10倍增加來說只是改進(jìn)5dB。所以，對于一個給定的存儲數(shù)據(jù)長度來說，通過執(zhí)行一個長度相干相關(guān)過程而使得預(yù)先檢測的SNR被最大化?？墒牵穷A(yù)測性的接收機(jī)的移動或本機(jī)振蕩器的抖動將限制相關(guān)處理的可行長度。而且，隨著相干相關(guān)長度的增加，多普勒接收器的帶寬被減小，并且產(chǎn)生出更多的必需被搜尋的多普勒接收器。圖4和圖5的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)便于通過復(fù)制產(chǎn)生器的控制、相關(guān)和非相關(guān)累加器的復(fù)位以及對于平方功能的旁路，而實現(xiàn)相關(guān)和非相關(guān)處理長度的動態(tài)交換。
一般的情況是，為了實現(xiàn)可靠的檢測而需要的預(yù)先檢測的SNR要比用于精確相關(guān)峰值定位(即內(nèi)插)所需的SNR低。所以，通過使用較短的相干相關(guān)過程而使得獲取時間和能量被減小(并且因此在較少的多普勒接收器上進(jìn)行搜尋，這些接收器是與將允許的檢測的可靠性限制一樣寬)，直到觀察到一個相關(guān)檢測為止，并且隨后使用接近得出該檢測結(jié)果的碼偏移和多普勒位移處理具有更長相干相關(guān)性的數(shù)據(jù)，以便增加SNR并且執(zhí)行更高級的碼的偏移內(nèi)插。圖4和圖5的結(jié)構(gòu)很方便實現(xiàn)這兩步的處理過程。
圖14示出了用于1.0ms的C/A-碼P/N波形(沒取樣)的無噪聲自動相關(guān)波形的一部分。對于幅度大于一個碼片寬度的所有的偏移量來說，該自相關(guān)值是非常接近于零，并且是用于在-1和+1碼片寬度之間的偏移的三角函數(shù)。本發(fā)明的另一方面在于，不是使用實際上比C/A碼片速率高兩倍的取樣速率，而是使用該C/A碼片速率的一個非整數(shù)倍的速率來實現(xiàn)精確的子碼片相關(guān)峰值時間的估計。利用C/A碼片每一個的取樣的整數(shù)N，當(dāng)接收機(jī)的帶寬實際上比GPS信號帶寬要寬時，在C/A碼片周期的1/N的輸入信號時間偏移變化量之上的離散時間自動相關(guān)取樣值是保持實際上恒定。這是一種量化的形式，并且如果N是不大的情況下得出實際的量化誤差。例如，一個C/A碼片十分之一的偏移測量精度將需要N=10倍于C/A碼片速率的一個取樣速率。采用進(jìn)一步受限的接收機(jī)的帶寬，該自動相關(guān)取樣值隨著輸入信號的時間偏移而變化，但是沒有必要是與輸入的偏移保持線性關(guān)系。如果采用非整數(shù)的倍乘關(guān)系，則按照信號C/A碼片的順序，取樣的瞬時過程或進(jìn)度被取樣。這一過程使得計算的自動相關(guān)值實際上隨著輸入信號的時間的移動而線性地改變，并且具有小得多的時間移動。盡管上述的討論是集中在二進(jìn)制C/A碼的自動相關(guān)的問題，但是該取樣進(jìn)行的方法也可以適用于一般的多重電平的信號。
利用復(fù)制碼指數(shù)和匹配于噪聲輸入信號的多普勒頻率，該串行或并行的相關(guān)器將計算表現(xiàn)出自相關(guān)函數(shù)的噪聲取樣。通過選擇信號取樣的速率，使得每1ms的C/A碼周期中有整數(shù)取樣(例如2183)，來自例如20個連續(xù)1ms的數(shù)據(jù)存儲器序列的相關(guān)結(jié)果(使用相同的復(fù)制碼偏移)，將在該C/A碼自動相關(guān)波形上得出同一個點的二十個噪聲樣值。在信號的獲取過程中，復(fù)制的多普勒頻率和相位很少和信號的多普勒頻率和相位嚴(yán)格地匹配，使得對相干的相關(guān)結(jié)果進(jìn)行平方成為必要，以便保證正的相關(guān)結(jié)果。圖14中還示出典型的被平方的1ms相干相關(guān)取樣點(x)，是針對于靠近已收信號的幾個碼偏移計算的，并且具有和輸入信號匹配的碼指數(shù)和多普勒頻率和相位。通過對于來自相同的碼偏移的被平方的樣值進(jìn)行平均，產(chǎn)生對應(yīng)自動相關(guān)值的一個較低噪聲估計值。典型的被平均自動相關(guān)取樣也被示于圖中。這一平均是所謂的非相關(guān)累加。相對于三角函數(shù)的取樣網(wǎng)格的相位是取決于相對于輸入A/D取樣時鐘的已收波形的相位。
在圖14的波形中，自動相關(guān)峰值的時間是所感性趣的參數(shù)，并且該峰值時間不在該取樣網(wǎng)格上。但是，使用圍繞該峰值時間的被平均的自動相關(guān)值，該峰值時間可用通過內(nèi)插而不估計。對于本專業(yè)的技術(shù)人員來說，各種內(nèi)插的方法是公知的，但是一種方法是估計增加碼的偏移對于平均的自動相關(guān)取樣進(jìn)行分級，并且隨后搜尋兩個最大的相鄰的項(entries)。左側(cè)選項(較早的一個)和它的左側(cè)相鄰的選項(在圖中的點B和A)共同定義了一條線，而右側(cè)的選項和它右側(cè)相鄰的選擇(在圖中的點C和D)共同定義了另一條線。當(dāng)SNR是足夠高時，這兩條線相交在兩個原始端點(在圖中的A和D點)之間的某處，并且與該相交關(guān)聯(lián)的時間就是該估計的相關(guān)峰值時間。這種方法要求兩個同時等式的求解，可用使用串行的或并行的方法，并且由圖4和圖5中所示的控制器35計算。
圖15示出了根據(jù)具有全部的IQ處理獲取系統(tǒng)的一個低功耗并行相關(guān)器，其中的RF/IF部分(沒示出)產(chǎn)生兩個正交的輸出信號，傳送到A/D轉(zhuǎn)換器22和56。數(shù)目35把電源加到該RF/IF部分以及A/D轉(zhuǎn)換器700和701.A/D轉(zhuǎn)換器56產(chǎn)生取樣的I數(shù)據(jù)，存儲在數(shù)據(jù)I存儲中，而數(shù)目22產(chǎn)生取樣的Q數(shù)據(jù)，存儲在數(shù)據(jù)Q存儲器中。
在該系統(tǒng)的一個實施例中，輸入A/D轉(zhuǎn)換器以每秒2.183百萬個取樣周期地取樣I和Q輸入信號，每個C/A碼周期產(chǎn)生出2183個樣值，并且是每個C/A碼片有大約2.1個樣值。這些樣值被量化為3個電平，并且使用兩比特符號-幅度表示，如前所述。I和Q數(shù)據(jù)存儲存儲器的每一個讀大到足以存儲實現(xiàn)信號獲取所需的全部的數(shù)據(jù)段。對于標(biāo)定的利用的場合，通常是20ms。在I和Q數(shù)據(jù)已經(jīng)被存儲了20ms之后(2183×20樣值)，從該RF/IF部分去除電源并且從輸入A/D轉(zhuǎn)換器去除電源，并且開始獲取處理過程。該I和Q數(shù)據(jù)存儲器每一個是被構(gòu)成為2183個兩比特取樣的20行，具有2183個同時的輸出(一個整行)。使用了四個分別的三序列并行相關(guān)器，標(biāo)為II、IQ、QI和QQ。這些存儲器包括復(fù)合的并行相關(guān)器70。該并行的相關(guān)器的每一個使用2183個取樣的序列長度。I數(shù)據(jù)存儲器驅(qū)動II和IQ相關(guān)器，而Q數(shù)據(jù)存儲器驅(qū)動QI和QQ相關(guān)器。而且，I多普勒寄存器驅(qū)動II和QI相關(guān)器，而Q多普勒寄存器驅(qū)動工Q和QQ相關(guān)器。數(shù)據(jù)處理的次序被設(shè)置，以便在該碼索引和多普勒頻率被改變之前，針對給定的復(fù)制碼指數(shù)和多普勒頻率檢驗全部希望的復(fù)制碼偏移。而且，在該行被改變之前，針對所存儲的I和Q數(shù)據(jù)處理全部希望的碼偏移。這將最大可能地減小組合的存儲器的讀出和碼寄存器移位的能量的使用。其它的存儲器行、碼指數(shù)和多普勒頻率處理的次序也是可能的，并且該次序能夠被選擇成減小能量的消耗。該II和QQ相關(guān)處理的結(jié)果被取和，以便通過連接相關(guān)的取和線而形成II+QQ，并且通過連接相應(yīng)的取和線使得QI和IQ相關(guān)處理的結(jié)果被取和。對于正確的I-Q處理過程，QI或是IQ結(jié)果必須被反相，并且可用通過例如對在所有的選擇的并行相關(guān)器的模擬轉(zhuǎn)換器中的符號開關(guān)的傳感倒相來實現(xiàn)。在本實施例中形成IQ-QI。
利用該GPS信號，每一個II+QQ和IQ-QI信號的SNR通常是0-4dB。這些信號被充分地表示為幾個電平(例如-1,0,1)，并且由A/D轉(zhuǎn)換器700和701轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式，并且隨后由平方器702和703進(jìn)行平方。平方的信號由數(shù)字加法器46取和并且存儲在累加器44中。累加器44具有與每一個候用碼偏移相關(guān)聯(lián)的分別的存儲器的位置，并且具有不同接收數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)段的每一個碼的相關(guān)的結(jié)果在相關(guān)聯(lián)的存儲位置中進(jìn)行累加。
圖16示出進(jìn)行平方的高速A/D轉(zhuǎn)換器的一個實施例，其結(jié)合了A/D和平方運(yùn)算的功能。其中的兩個比較器61和62確定模擬值是否在與模擬表征電平-1、0、和+1相關(guān)聯(lián)的兩個門限值之上、之下或之間。邏輯單元63隨后把比較器的結(jié)合輸出狀態(tài)變換到適當(dāng)?shù)钠椒綌?shù)字值。如果希望的話，通過添加更多的比較器和門限電壓，該轉(zhuǎn)換器很方便地被用于多于三個表征電平。
取樣速率、存儲序列的長度、和同時存儲器輸出長度能夠被選擇來最佳地適于GPS應(yīng)用。例如，通過存儲全部的對于信號的獲取來說是必須的數(shù)據(jù)段，該RF/IF部分能夠在最短的可能時間(與所需的數(shù)據(jù)段的接收相對)之后而不關(guān)斷。存儲的數(shù)據(jù)組隨后被用于在獲取搜尋中的全部SCD接收器的處理。此外，可用使用更短的存儲器，其代價是必須保持RF/IF部分一段更長的時間。例如，另一個引人注目的實施例中使用了一個在圖19中示出的″乒乓方式″存儲器結(jié)構(gòu)。其中的I和Q數(shù)據(jù)存儲存儲器192和194的每一個分別地只有2.0ms的長度并且被構(gòu)成為兩個并行輸出的1.0ms的行(例如象以前那樣，每一行中有2183個取樣)。在I和Q數(shù)據(jù)信道中，一個數(shù)據(jù)行是被并行提取的，以便實現(xiàn)并行相關(guān)，同時其它的數(shù)據(jù)行是以來自該RF/IF部分的數(shù)字化數(shù)據(jù)寫入的。整個的I和Q數(shù)據(jù)序列長度的每一個占有1.0ms的數(shù)據(jù)段。全部的20ms數(shù)據(jù)組則在大約20ms中被處理為單一的SCD接收器。由于整個的數(shù)據(jù)序列不被存儲，所以如果另一個SCD接收器不被測試的話，則該RF/IF部分必須被供能并且產(chǎn)生另一個完整的序列。平均而言，在信號的獲取過程中，這將增加RF/IF部分必須被保持供電的時間。但是，存儲器尺寸的減小是非?？捎^的。在某些應(yīng)用中(例如在嚴(yán)重的阻塞條件下的軍事接收機(jī))，GPS SNR是非常低的，并且用于實現(xiàn)獲取的數(shù)據(jù)序列的長度可以是長到存儲整個序列已經(jīng)是不實際的程度。在這種條件下，乒乓方式的獲取結(jié)構(gòu)具有優(yōu)勢。
在某些應(yīng)用中，如果能夠進(jìn)一步減低數(shù)據(jù)存儲存儲器的尺寸將是有益的。利用兩個數(shù)據(jù)段(乒乓方式)的存儲結(jié)構(gòu)，能夠處理接收機(jī)輸出數(shù)據(jù)的長的連續(xù)數(shù)據(jù)流。以更長的獲取時間為代價，通過消除來自每一個存儲器的1.0ms之一兩個數(shù)據(jù)段I和Q數(shù)據(jù)存儲器192和194(圖19)能夠被降低為單一數(shù)據(jù)段的存儲器。通過這種降低，時間相鄰的1.0ms的接收機(jī)輸出數(shù)據(jù)段不再被處理，只有相間隔的1.0ms數(shù)據(jù)段被捕捉到存儲器中并且被處理，并且這將加長了用于處理給定數(shù)目的接收的信號數(shù)據(jù)段的處理時間。
為了進(jìn)一步降低存儲器的大小和并行相關(guān)器的復(fù)雜性，并行相關(guān)器的長度和相關(guān)聯(lián)的寄存器和存儲器數(shù)據(jù)段都可以被制為小于所希望的相關(guān)處理長度。所希望的相關(guān)處理長度可用通過處理多個較短的數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)段并且把它們的結(jié)果相關(guān)地組合來實現(xiàn)。例如，一個1.0ms的相關(guān)處理長度能夠通過在兩個相鄰的0.5ms數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)段上使用一個單一的0.5ms長的并行相關(guān)器、并且在A/D轉(zhuǎn)換之后把其結(jié)果數(shù)字地相加來實現(xiàn)。相關(guān)器長度、相關(guān)處理長度、存儲器數(shù)據(jù)段的數(shù)目、和碼偏移搜尋寬度的各種組合都是可能的。
當(dāng)普通串行輸入-串行輸出(SISO)存儲器的造價尺寸和功耗是充分低的時候，在這樣的存儲器中存儲器全部需要的I和Q序列、關(guān)閉RF/IF接收機(jī)部分、并且把這種存儲器與乒乓方式或單數(shù)據(jù)段存儲器結(jié)構(gòu)結(jié)合使用將是有益的，以便檢測所有希望的SCD接收器。對于被測的每一個SCD接收器，全部I和Q數(shù)據(jù)序列被從SISO存儲器一次讀出，并且該讀出過程將會消耗能量。但是，由于RF/IF部分被關(guān)閉，所以如果SISO存儲器的功耗相對于RF/IF接收機(jī)部分的功耗而言是很低的話，則系統(tǒng)的能耗將是很低的。其它存儲的序列的長度、同時存儲器輸出的長度和取樣速率也都是引人注意的。
在圖8和圖11示出的雙序列或三序列并行相關(guān)器的實施例中，相關(guān)數(shù)據(jù)和復(fù)制數(shù)據(jù)取樣的乘積是以并行的方式在該相關(guān)器中執(zhí)行。這將使得不同的多普勒接收器被檢測以便實現(xiàn)獲取，而不必收集新的已接收數(shù)據(jù)。圖20示出了并行相關(guān)器以及關(guān)聯(lián)的并行存儲器的另外的一個實施例，其中的數(shù)據(jù)和多普勒樣值在被存儲到并行存儲器2002中之前由乘法器2001相乘。優(yōu)點是使得在并行相關(guān)器中的乘法器簡化。這樣，每一個相關(guān)器乘法器把相關(guān)存儲的取樣只同一個單一的相關(guān)碼比特相乘。用于這種相關(guān)器實施例的組合的乘法器和D/A轉(zhuǎn)換器和圖18中示出的情況相似，但是包括同門1210和1212和與門1211的數(shù)據(jù)-多普勒乘法器和A/D轉(zhuǎn)換器被移出到相關(guān)器之外的數(shù)據(jù)存儲器的前面。斷開的對于同門1213的輸入被耦合到數(shù)據(jù)存儲器的輸出。利用這一實施例，如果為了實現(xiàn)獲取而進(jìn)行不同的多普勒接收器的測試的話，則必須存儲新數(shù)據(jù)，但是在某些應(yīng)用中這不是一個缺點。
圖20中示出的組合的并行相關(guān)器和并行存儲器能夠被使用來形成一個簡化的完整I-Q處理GPS獲取裝置。在圖19中示出的I-Q獲取裝置中，有四個分別的并行相關(guān)器，耦合到數(shù)據(jù)的I和Q以及多普勒I和Q寄存器(并行存儲器)，并且耦合到并行的碼寄存器。使用圖20中所示的更為簡單的相關(guān)器和存儲器的結(jié)構(gòu)的另一種完全I(xiàn)-Q處理GPS獲取裝置的實施例在圖21中示出。在本實施例中，4個并行的數(shù)據(jù)-多普勒存儲器分別地保持著II、QQ、IQ和QI數(shù)據(jù)多普勒乘積序列。如前所述，每一個并行存儲器都能夠構(gòu)成為乒乓方式或單一數(shù)據(jù)段存儲器。不存在單獨(dú)的數(shù)據(jù)和多普勒存儲器。每一個并行的存儲器被接到關(guān)聯(lián)的并行相關(guān)器，而每一個并行的相關(guān)器也接到單一的并行碼寄存器。在存儲器部分和相關(guān)器部分之間的這種被降低的互聯(lián)性將使得該完整的I-Q處理器的實施例具有一個簡單(體積小而造價低)的集成電路設(shè)施方案。
通過在數(shù)據(jù)存儲之前執(zhí)行II+QQ的相加和QI-IQ的相減將會進(jìn)一步降低圖21的實施例的復(fù)雜性。在進(jìn)行存儲之前，相加和相減的輸出信號經(jīng)常能夠被化簡或截短到兩個比特而幾乎沒有使SNR的劣變。所以如圖22所示，只需要兩個數(shù)據(jù)-多普勒存儲器(一個用于II+QQ數(shù)據(jù)，而另一個用于QI-IQ數(shù)據(jù))、兩個并行相關(guān)器和一個碼寄存器。如前所述，每一個數(shù)據(jù)多普勒存儲器都能夠被構(gòu)成為乒乓方式或單一數(shù)據(jù)段存儲器。并行相關(guān)器、并行存儲器和序列倍乘方式的其它結(jié)構(gòu)同樣可能并且具有優(yōu)點。
圖17示出了一種組合的數(shù)據(jù)存儲器、復(fù)制數(shù)據(jù)產(chǎn)生器并行相關(guān)器的結(jié)構(gòu)(只用于II相關(guān)處理)，該結(jié)構(gòu)把每一個碼/多普勒組合的碼寄存器移位的數(shù)目降低到2183個移位，并且消除了對于任何非相關(guān)累加RAM的需要。代價是輸入存儲器必須被分段，以便使得所有的存儲數(shù)據(jù)被同時地存取。這些數(shù)據(jù)是在1.0ms的數(shù)據(jù)組中加到分別的并行相關(guān)器的。這些并行相關(guān)器都是由相同的碼和多普勒復(fù)制數(shù)據(jù)所驅(qū)動，并且它們同時地(在一個完整的碼周期中)產(chǎn)生20個分別的1.0ms相關(guān)序列，這些序列是先前累加的時間順序。分別的平方A/D轉(zhuǎn)換器把模擬相關(guān)序列轉(zhuǎn)換成數(shù)字形式，其中的加法器樹結(jié)構(gòu)80形成累加的相關(guān)序列。能夠通過在累加的相關(guān)序列被產(chǎn)生的同時對于該序列執(zhí)行峰值的搜尋和內(nèi)插處理來完全地避免累加的RAM的使用。在此結(jié)構(gòu)中，碼和多普勒寄存器是驅(qū)動20個負(fù)載而不是原先那樣驅(qū)動一個負(fù)載，這樣減少一定的能量消耗。
當(dāng)并行相關(guān)器和數(shù)據(jù)以及復(fù)制數(shù)據(jù)寄存器一起用于雙序列的情況時，或者和數(shù)據(jù)、多普勒數(shù)據(jù)以及碼寄存器一起用于三序列的情況時，減小在對于各種寄存器進(jìn)行輸入(寫入)中使用的能量是有益的。多普勒數(shù)據(jù)和碼寄存器電路級是被隨時寫入的。圖23示出一個掃描器移位寄存器304，是和數(shù)據(jù)寄存器300、多普勒數(shù)據(jù)寄存器301和碼寄存器302結(jié)合用于三序列的情況。在一個操作方法中，用于數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)、多普勒數(shù)據(jù)、和碼的序列的取樣順序地到達(dá)，并且取樣的速率相同。隨著用于每一個不同序列的取樣的到達(dá)，它們被寫入到在它們各組寄存器中的對應(yīng)的位置中。與到達(dá)的取樣同步，單一的邏輯1沿著二進(jìn)制掃描寄存器移位，使得到達(dá)的取樣寫入到分別的寄存器中的對應(yīng)順序位置。由于在每一次移位中只有只有兩個相鄰的掃描器寄存器位置改變它們的存儲值，并且其它的寄存器在寫入操作中都不改變，所以寫入操作是非常低的能量消耗。
雖然公開的發(fā)明是用于GPS C/A信號的獲取，但是也可以用于顯著地減少為了直接地獲取軍事GPS信號P(Y)而不是首先獲得C/A信號而需要的時間和能量。通過改變在圖4或圖5中的碼/多普勒產(chǎn)生器的衛(wèi)星-碼產(chǎn)生器的內(nèi)容，以便產(chǎn)生P(Y)碼而不是C/A碼，則在此公開的方法和電路結(jié)構(gòu)就可以適用于P(Y)的情況。
盡管在此只是描述了本發(fā)明的確定的優(yōu)選特征，但是對于本專業(yè)的技術(shù)人員將能夠進(jìn)行多種修正和改進(jìn)，因此，應(yīng)該懂得，所附的權(quán)利要求試圖覆蓋在本發(fā)明的精神實質(zhì)范圍內(nèi)的所有的這些修正和改進(jìn)。
權(quán)利要求
1．在一種全球定位衛(wèi)星接收機(jī)中，方法包括接收一個具有一個信號載波的輸入信號；產(chǎn)生一個具有不同于所說載波頻率的本振信號；將所說輸入信號同所說本振信號混頻，以產(chǎn)生一個中頻信號；將所說中頻信號轉(zhuǎn)換到一個多取樣數(shù)字表示；產(chǎn)生一復(fù)制信號的多取樣數(shù)字表示；以及將所說中頻信號的所說多取樣數(shù)字表示同所說復(fù)制信號的所說多取樣數(shù)字表示相關(guān)；其中所說本振頻率偏移足夠大，使得所說復(fù)制信號的所說數(shù)字表示的諧波高于所說最高的中頻。
2．權(quán)利要求1的方法，包括步驟在所說相關(guān)步驟之前將所說中頻信號的所說多取樣數(shù)字表示儲存在一個輸入信號儲存器中。
3．權(quán)利要求1的方法，包括步驟在所說相關(guān)步驟之前將所說復(fù)制信號的所說多取樣數(shù)字表示儲存在一個復(fù)制儲存器中。
4．權(quán)利要求1的方法，其中所說一個重復(fù)信號的數(shù)字表示是按一位符號格式表示。
5．權(quán)利要求1的方法，其中所說一個復(fù)制信號的數(shù)字表示是按兩位符號大小格式表示。
全文摘要
一個直接序列擴(kuò)展頻譜接收機(jī)接收在一個信號載波頻率上的輸入信號。該接收機(jī)產(chǎn)生偏離該載波頻率的本地振蕩信號。該輸入信號和本振信號混頻,結(jié)果產(chǎn)生轉(zhuǎn)換到數(shù)字取樣并儲存在儲存器中的一個IF信號。產(chǎn)生一個相應(yīng)的復(fù)制信號并同該數(shù)字取樣相關(guān)。該本振頻率同該載波頻率的偏差足夠地大,以使得該重復(fù)信號的諧波高于該IF信號的最高頻率。這樣一種接收機(jī)在全球定位衛(wèi)星(GPS)信號處理中是有用的,在那里一個重復(fù)振蕩器必須用來捕獲輸入的衛(wèi)星傳送信號。
文檔編號G01S1/00GK1225208SQ97196334
公開日1999年8月4日 申請日期1997年7月3日 優(yōu)先權(quán)日1996年7月12日
發(fā)明者D·D·哈里森, J·J·蒂曼 申請人:通用電氣公司