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專利名稱：科式陀螺儀的運轉狀況的模擬方法
技術領域：
本發明涉及科式陀螺儀(Coriolis gyro)的運轉狀況的模擬方法。
背景技術：
科式陀螺儀(還稱為振動陀螺儀(vibration gyro))越來越多地用于導航目的。 科式陀螺儀具有被設置成振動的質量系統。該質量系統(以下還稱為諧振器)的振動通常是彼此獨立的多個單獨振動的疊加。為了使科式陀螺儀運轉，首先人為地將諧振器設置成這些單獨振動中的一個單獨振動，以下將該單獨振動稱為“激勵振動”。當科式陀螺儀正移動/旋轉時，產生以下的科式力該科式力從諧振器的激勵振動提取能量并使用所提取到的能量激勵出諧振器的另外的單獨振動，以下將該另外的單獨振動稱為“讀出振動”。因此， 激勵振動和讀出振動在科式陀螺儀靜止的狀態下彼此獨立，并且僅在科式陀螺儀旋轉的情況下彼此耦合。結果，可以通過拾取(pick off)讀出振動并且評估相應的讀出振動拾取信號來確定科式陀螺儀的旋轉。這里，讀出振動的振幅變化構成對科式陀螺儀的旋轉的測量。 優選將科式陀螺儀實現為以下的閉環系統在該閉環系統中，利用各控制回路不斷地將讀出振動的振幅復位為優選為O的固定值。原則上，可以激勵出諧振器的任何期望數量的單獨振動。這些單獨振動之一是人為產生的激勵振動。其它的單獨振動構成由科式陀螺儀旋轉期間的科式力激勵出的讀出振動。由于機械結構或者因為不可避免的制造公差，不可能防止還激勵出諧振器的除激勵振動和讀出振動以外的其它單獨振動，即不可能避免還激勵出諧振器的根本不是諧振的一些單獨振動。由于在拾取讀出振動信號時還讀出了這些不期望激勵出的單獨振動的至少一部分，因此這些不期望激勵出的單獨振動影響讀出振動拾取信號的變化。此外，由于上述的制造公差，需要接受在激勵力/復位力/力傳遞器/拾取器與諧振器的固有振動之間(也即，在實際的激勵與諧振器的讀出模式之間)存在輕微的不一致。 這同樣使得讀出振動拾取信號“有誤(corrupt) ”。因此，讀出振動拾取信號包括由科式力引起的信號部分、由于激勵出不期望的諧振而產生的信號部分以及由激勵力/復位力/力傳遞器/拾取器與諧振器的固有振動之間的不一致產生的信號部分。不期望的信號部分分別引起大小不確定的偏差項，其結果使得在評估讀出振動拾取信號時產生相應的誤差。對于激勵振動拾取信號，存在類似的考慮事項。

發明內容
本發明的目的在于提供以下的方法借助該方法可以估計上述偏差項的影響和/ 或大小，由此使得可以對科式陀螺儀進行相應的特征描述。利用具有權利要求1的特征的方法來實現該目的。在從屬權利要求中將找到本發明的構思的更具優勢的改進和發展。根據本發明，在用于描述科式陀螺儀的特征的方法中，將包括用于激勵諧振器以使得諧振器振動的力傳遞器、諧振器和激勵振動/讀出振動拾取器的系統的相互作用 (interaction)表示為離散耦合微分方程組。這里，該方程組的變量表示由力傳遞器提供給機械諧振器的力信號以及由激勵振動/讀出振動拾取器產生的讀出信號。這里，該方程組的系數包含與將力信號映射到讀出信號上的線性變換有關的信息。然后，通過以下的步驟來確定這些系數，即測量不同時刻的力信號和讀出信號，將它們代入方程組中，并對該方程組進行數值求解以獲得這些系數。然后，使用這些系數來推斷科式陀螺儀的使所述科氏陀螺儀的旋轉速率有誤的不期望的偏差性質。術語“讀出信號”涵蓋了激勵振動/讀出振動拾取信號及根據這些信號產生的所有其它信號，并且包括與激勵振動/讀出振動有關的信息。以下還將表示讀出振動的讀出信號稱為讀出振動信號，同時還將表示激勵振動的讀出信號稱為激勵振動信號。描述力傳遞器、諧振器和激勵振動/讀出振動拾取器的系統的離散耦合微分方程組優選包括兩個方程式，在其中的一個方程式中，將激勵振動信號表示為用于產生激勵振動的力信號與該激勵振動信號本身的函數。此外，還可以考慮用于復位讀出振動的力信號的函數、讀出振動信號的函數和其它函數。由此類推，在第二個微分方程式中，將讀出振動信號表示為該讀出振動信號本身與用于復位讀出振動的相應的力信號的函數。這里，還可以考慮影響激勵振動的力信號的函數、激勵振動信號的函數和其它函數。利用適當的系數來表示讀出信號的函數關系。這些系數定義了將力信號映射到讀出信號上的線性變換。如果可以計算出這些系數，則可以進行與不期望的偏差影響的大小有關的聲明，由此使得可以在計算上補償所述影響并產生“無偏差的”旋轉速率信號。多種方法可用來確定系數。在第一實施例中，將白噪聲信號分別提供給針對激勵振動/激勵振動的變化/讀出振動的力傳遞器，并且確定與激勵振動/讀出振動成比例的拾取信號。按周期性的間隔同時對噪聲信號和拾取信號進行采樣，并且根據由此產生的噪聲采樣值/拾取采樣值確定可計算的自相關值和互相關值的至少一部分。將特定時刻的拾取采樣值分別表示為利用加權因子進行了加權的、所計算出的先前時刻的自相關值/互相關值的線性函數。然后，通過組合以這種方式確定的多個函數形成了以下的線性方程組該線性方程組的系數矩陣分別包含已確定的自相關值/互相關值的至少一部分，該線性方程組的系數矢量分別包括該系數矩陣中的互相關值，并且該線性方程組的待確定的變量是加權因子。對該方程組進行求解可確定包括必須確定的用以描述科式陀螺儀的特征的信息的加權因子。

在另一實施例中，如下確定系數將白噪聲信號分別提供給針對激勵振動/激勵振動的變化/讀出振動的力傳遞器，并且確定與激勵振動/讀出振動成比例的拾取信號。按周期性的時間間隔同時對它們的噪聲信號和拾取信號進行采樣，其中，根據由此產生的噪聲采樣值/拾取采樣值確定可計算的自相關值和互相關值的至少一部分。然后，確定自相關值和互相關值的時間導數，其中，自相關值的導數的階數與噪聲信號值的可能的導數的階數相對應，并且互相關值的導數的階數與耦合微分方程組的微分方程式的階次相對應。 形成多個以下的線性方程組該線性方程組的系數矩陣分別包括已確定的自相關值/互相關值的至少一部分，其中該系數矩陣的各行分別由采樣時刻處的導數形成，該線性方程組的系數矢量分別包括所述系數矩陣中的互相關值，并且該線性方程組的待確定的變量是描述線性變換的系數。因此，可以通過對該方程組進行求解來確定包括用以描述科式陀螺儀的特征的信息的線性變換。因此，用 于確定描述線性變換的系數的方程組是基于在時間上各自不同的自相關值/互相關值的。可通過借助在時間上不同的相關值進行反復求解來獲得這些值在一段時間上的良好平均。一旦已經確定了系數，通過將這些系數代入耦合微分方程組中并考慮力傳遞器的瞬時力信號和激勵振動/讀出振動拾取器的瞬時讀出信號，則可以通過利用這些值對耦合微分方程組進行求解來推斷瞬時旋轉速率。
具體實施例方式以下在典型實施例中更詳細地解釋本發明。科式傳感器利用經由科式效應彼此耦合的兩個振動。由力傳遞器激勵出這兩個振動并且由拾取傳感器讀出這兩個振動。另外，存在在一定程度上激勵出的、頻率盡可能遠離最初的兩個振動的其它振動，并且還作為干擾振動讀出所述其它振動。此外，在實際陀螺儀的情況下，激勵略微交叉耦合，因此還以交叉耦合的方式讀出這些激勵。該方法的目的是以基本上不存在誤差的方式將誤差項與實際關注的旋轉速率分離。為此，向兩個力傳遞器Fl和F2提供不可能與這兩個力傳遞器相關的有限帶寬的白噪聲，優選為數字白噪聲。對拾取傳感器Al和A2進行采樣。然后連續計算自相關函數KFlFl、 KF2F2、KAlAl 和 KA2A2 以及互相關函數 KFlAl、KF2A2、KA1A2、KF1A2 和 KF2A1。分兩組來進行計算，其中，使用與陀螺儀帶寬大致相對應的時間常數來計算一組相關函數，并且使用更大的時間常數來計算另一組相關函數。可以將慢組恢復為快組的值來進行上述計算，并且利用“存儲器”進行幾分鐘的低通濾波。可以以單通道卡爾曼濾波(Kalman filter)的方式遞歸地計算這些相關函數。如果數據矢量的長度遠大于傳感器中的兩個基本振動的時間常數，則按已知方式經由傅立葉變換來計算這些相關函數。僅對例如100等的小的最大位移數(maximum number of displacements)需要計算相關函數。慢組的相關函數用來計算科式傳感器的諸如諧振頻率、衰減和交叉耦合等的性質。然后使用這些知識來進行快速計算以計算陀螺儀的旋轉速率，并且如果需要，還計算諸如要進行電子調諧的頻率等的其它值，其中，利用與陀螺儀帶寬保持一致的低噪聲并且借助于大幅縮小了的矩陣來進行上述快速計算。該方法基于以下的基本原理。例如，在數字形式下，通道的輸出為y(n) = al ‘ y(n-l)+a2 ‘ y(n-2)+bl ‘ u(n-l)+b2 ‘ u (n~2)其中，u (η)是輸入值。通過利用輸入信號u (η)進行相關和平均，得出Kuy ( τ ) = al · Kuy ( τ -1) +a2 · Kuy ( τ -2) +bl · Kuu ( τ -1) +b2 · Kuu ( τ -2)其中，Kuy(T)是互相關函數，Kuu ( τ )是輸入信號的自相關函數。可以利用IIR系數al、a2和FIR系數bl、b2的L2模(L2 norm)的最小誤差，遞歸或非遞歸地對各種τ的一組方程進行求解。存在一系列遞歸求解法以及MKQ等和直接求解法。對于直接求解法，互相關值形成矢量。自相關值和互相關值形成矩陣。矢量Φ Uy 矩陣S可以如下計算系數al、a2、bl、b2的參數矢量ζ。
ζ = (ST · S)-1 · St · Ouy這種參數識別方法不存在偏差(而許多其它方法則相反)、穩定(特別地，遞歸法無需穩定)并且相對快。本發明的重要方面可描述如下歸一化互相關僅得出與IIR濾波器等同的并具有互相關矢量的長度的(無限長)FIR濾波器的濾波器系數(脈沖響應)。微分方程式的算 法是根據濾波器系數反算出的。即使考慮到拾取器中平均自由的附加噪聲，該方法也能正確地運行。對于科式傳感器，利用兩個振動以及需要時的第三振動的耦合來建立它們的微分方程式。將這些方程式變換成s域并分解成部分分式(partial fraction) 0然后，將這些方程式變換成ζ域，這需要考慮力輸入時的采樣保持元素。由此可以產生陀螺儀的微分方程組。此外，得出陀螺儀的物理尺寸和微分方程式的系數之間的關系。由于振動的Q因子通常高，因此脈沖不變法(pulse invariant method)似乎最適合產生微分方程式。還存在例如直接積分法等的其它方法。然后，通過推導得出拾取傳感器的輸出信號為以前的各個專用的舊輸出值(遞歸成分)與由耦合和旋轉速率引起的兩個通道的總輸入力(非遞歸成分)利用系數加權后的禾口。然后，使用微分方程式的知識，根據慢相關值形成S矩陣和Φ矢量，并且如上所述估計系數，以及如果需要的話，由此計算所關注的物理變量。實際情況是所有的參數僅非常慢地變化，并且一些參數已經存在于多個傳遞函數 (transfer function)中。為了將快變化參數與其余大致恒定的參數分開進行計算，利用較長的時間常數來執行以上相關值的計算。然后，慢變化參數為眾所周知的，并且可通過對多個函數進行平均來得出部分慢變化參數。然后，將參數矢量劃分成具有已知參數的矢量 “zb”和具有在短時間內要估計的幾個參數的矢量“zu”。相應地形成相關矩陣Sb和Su。于是，以下等式成立Ob = Ouy-Sb1 · zb,因此，以下等式也成立(旋轉速率存在于zu中)zu = (Sut · Su)· SaT · υ Ob每隔1 IOms必須根據陀螺儀帶寬來執行上述計算，甚至更少地，每隔幾秒必須執行所有參數的計算。這些計算是非遞歸的，因而以恒定步調進行且不存在收斂問題。例如，可以(在矩陣非常小的情況下)直接執行數值求逆(numerical inversion)，或者利用 Householder算法來執行數值求逆。要求逆的矩陣的大小僅為長度_參數矢量*長度_參數矢量；因此求逆幾乎不需要計算時間。利用其它已知的參數，“zu”的噪聲量自然比一般的參數計算少很多。為了提高精度，還可以假定一些參數從一開始就固定了。此外，當兩個振動均移動時，總是可以對以上的積矩陣進行求逆(接近零的行列式可用于BITE目的)。此外，由于旋轉速率包括兩個振動之間耦合的速度，由此可以建立一個輸出相對于另一輸出的、出現了旋轉速率的耦合方程式。例如，輸出A2(讀出振動的拾取)處的X2 的微分方程式具有以下近似形式x2(n) =al .x2(n-l)+a2 .x2(n_l)+bl .F2(n_l)+b2 *F2 (n-2) +cl ·χ1(η-1)+ο2 ·χ1( n-2)乘以xl (η+ τ )并且進行時間平均得出
KAl Α2( τ ) = al · Kal A2 ( τ -1) +a2 · KAl A2 ( τ -l)+bl ‘ KF2 Al ( τ -1)…+b2 · KF2 Al ( τ-2)+cl · KAl Al ( τ-1)+c2 · KAl Al(τ-2)0在慢參數估計中已經估計出參數al、a2、bl和b2。已經測量了所有的相關函數。 如上所述，可以分開計算正好與旋轉速率成比例的cl、c2。這種情況下的想法是，與旋轉速率相乘了的一個輸出的變化率是以下的力，該力以與另一輸出的激勵不相關的方式激勵出該另一輸出。如果(例如，通過參數估計)已知通道的傳遞函數，則可以根據互相關函數反算出旋轉速率。對于有色噪聲，該方法原則上也能運行，只是由于應當已知更多的相關函數的值， 因此要相關的值的數量和S矩陣的大小將隨著噪聲信號的帶寬減小而增加。參考第三模式的激勵，即使限制激勵噪聲的帶寬以使得正好激勵不出第三模式，也是有利的。可以通過使數字隨機信號通過數字帶通濾波器來產生帶寬限制噪聲。用于激勵的偽隨機比特信號(反饋移位寄存器)具有當將計算周期時間調整為信號的重復時間時無需計算自相關函數的優點。然而，在系統具有長存儲器(例如MEMS等) 的情況下存在問題。 瀏覽IOkHz的MEMS陀螺儀的Z變換H(Z)的極點位置發現，從參數提取運轉頻率需要計算非線性函數。這可以在函數的陡峭分支中得到更精確地計算，從而意味著從這點上來說，與較短的采樣周期相比，10 20 μ S的采樣周期更精確。此外，激勵用比特率越低將導致傳感器中的移動越多。特別地，對于實時應用，長的采樣周期更有利。這種陀螺儀的電子設備將大致縮減為除了高性能的“數值計算機”之外，還包括用于調諧頻率(至所需的程度)的DAC和具有用于拾取的多路復用器的ADC。因此顯然，這種方法的優點一定程度上在于具有充分低的噪聲水平并且能夠精確運行。已經在控制工程中測試并檢查了該基本原理。在二階系統上模擬了該方法，并在短的測量時間內得出了好的結果。令人高興的是，在短的模擬時間之后就已經得到物理參數的最初的估計值，并且物理參數的最初的估計值隨著測量時間的增加而越來越精確。DSP中(針對SHARC 90mHz的計算時間估計)的實現可以顯現如下。設定采樣周期為20 μ S。利用該時鐘脈沖，利用不同且不相關的兩個數字隨機數發生器的信號數字地激勵力傳遞器，并且讀出拾取器。將信號存儲在長環形存儲器中。針對有限數量的位移長度， 計算最多9個相關值。在Iys內可計算約80個相關值并進行求和。結果，在5ys內可計算約400個相關值(每個信號約45個位移；可以通過模擬來確定最佳分區)。在具有幾分鐘“存儲器”的遞歸低通濾波器中按陀螺儀時鐘脈沖(約Ims IOms) 對這些相關值進行平均，并且得出一組慢相關值。快相關值按陀螺儀時鐘脈沖從0重新開始。這個方法將產生旋轉速率的“混疊(aliasing)”，但最好通過使用具有短“存儲器”的濾波器來計算快相關值。如上所述，按約Is的時間間隔，根據慢相關值計算整組的系數。如上所述，按陀螺儀時鐘脈沖，根據快相關值及已知的參數的信息計算旋轉速率和例如(隨后可用于例如進行電子調諧的)諧振頻率。要求實時并且具有約Ims的時鐘脈沖的“zu”的計算非常快(基本上，約2. 5 μ s 的與2*50矩陣的2 4次矩陣相乘以及2*2矩陣的直接矩陣求逆)。可通過插值來進行慢參數計算，因此可在20 μ s采樣時間的情況下實現實時操作。所有的例程(濾波相關和矩陣相乘)均為典型的DSP處理并且可以使用匯編語言進行有效的編程，而較大矩陣的矩陣求逆程序(時間不重要)可能使用C語言進行編程。根據參數反算物理變量在一定程度上需要提取根和三角函數(表、近似公式或編解碼(Codec)方法)。上述參數估計方法最適合描述誤差項的特征；特別地，由于該參數估計方法還按互相關值自動識別系統模型中可能忽視了的實際傳感器的系數，因此上述參數估計方法整體上可以說是兩步法系統識別和參數估計。僅 當DSP具有非常大的內部存儲器并且陀螺儀Q因子不過高時，FFT(Fast Fourier Transformation，快速傅立葉變換)才適合于慢相關。然而，FFT本質上使計算長的相關矢量加速，因此優選FFT適合于使用PC的離線參數估計。直接傳遞函數是二階的，其IIR系數產生衰減和諧振頻率。交叉傳遞函數是四階的，并且僅關注包含交叉耦合和旋轉速率的非遞歸部分。在已知慢變量參數的情況下，僅根據輸出信號的互相關值已經獲得了旋轉速率成分。在實際實現該方法時可能出現以下問題激勵被電過耦合到讀出中，從而導致了機械交叉耦合項的計算有誤。可通過選擇激勵和讀出的時刻以使得它們之間具有時間偏移 (例如，偏移了 10μ S)來解決該問題。當然，在建立陀螺儀系統的ζ變換時要考慮到該時間偏移。此外，讀出通道需要適當高的帶寬，并且由于混疊而可能需要在時鐘周期內進行多次采樣。在MEMS陀螺儀的情況下，可以將通過慢參數估計所確定的系數例如經由溫度存儲在非易失性可重寫存儲器中。陀螺儀軟件可在啟動之后從該存儲器提取其起始值。盡管不設置更高階的系統精確固有諧振的時鐘頻率是有利的，但隨機數字激勵應當不會在激勵高的機械固有諧振的過程中產生任何問題。相反，至于利用FFT的振幅響應和相位響應，根據互相關容易獲得傳遞函數。因此，所述方法原則上適合于讀出陀螺儀并且適合于測試和校準。從外部最容易獲得的信息是在最佳時間經由機械科式陀螺儀系統及其誤差項獲得的。此外，在一些設計(例如Lin或Lin-Lin等)的情況下，可以迅速估計出“讀出振動”的加速度，因此還可提供加速度輸出。因此，本發明的根本方面可描述如下如果向系統提供白噪聲，則輸入和輸出信號的歸一化互相關產生系統的脈沖響應。這相當于數字系統情況下的濾波器系數。對于遞歸濾波器，如這里一樣，結果是濾波器系數的無限長的序列，該序列包括呈指數減小的復值 (complex value)的和(因為Z平面中的復共軛極點(complexly conjugate pole)，所述復值的和自然為實數)。為了計算濾波器系數，從這個序列中取出第一部分。這個方法忠實于預期，也即，由于相關函數的長平均時間而趨于精確值。可以根據相關矩陣和參數矢量的相乘與互相關矢量之間的差矢量的絕對值來確定平均的各個已獲得的系數的精度。可以使用該信息來表示所計算出的參數被視為“有效”。該方法得出非常簡單的電子設備，該電子設備包括在期望電子調諧成雙諧振 (double resonance)的情況下的DAC、具有多路復用器的ADC以及具有例如模擬裝置SHARC 的功效的一個或兩個DSP (或者FPGA/ASIC)。在諧振頻率為10000kHz、振動Q因子為10000并且采樣速率為20 μ s的MEMS陀螺儀的情況下，要求MEMS中的數字隨機力激勵的激勵振幅約為士 300m/s2，從而實現約為 5μπι的最大隨機振動振幅。該方法將以基本上與陀螺儀的Q因子無關的方式估計偏差。這是顯而易見的， 根據是在復位讀出振動和雙諧振的情況下僅出現以下四項的方程組的閉合解(closed solution)交叉耦合輸入力、交叉耦合讀出和第三模式/電耦合(分別在分母中具有Q因子)以及交叉衰減。在該方法中，對交叉耦合而不對交叉衰減進行估計和分離。可假定交叉衰減項由于對稱結構和相 同的激勵振幅而中途退出(drop out)。在任何情況下均可利用帶寬限制噪聲來降低第三諧振的影響。可假定Q因子高的雙諧振將產生大的噪聲優勢。優勢是與交叉耦合誤差無關地估計旋轉速率以及相對簡單的電子設備。仍需要的是用于電子調諧的控制回路或者如果期望的話用于例如在Lin-Lin情況下的平均偏轉 (mean deflection)的控制回路(在Lin-Lin情況下，也可利用還存在加速度輸出的結果來估計平均偏轉)。然后，與該方法的陀螺儀結構和模擬電子設備有關的要求如下-Q因子適當的兩個結構諧振(structural resonance)，這兩個結構諧振通過旋轉速率耦合，以及_(例如，電子地并利用激光微調)將它們的諧振頻率調諧成彼此相等或者已經調諧成彼此相等-兩個振動的交叉衰減必須盡可能小；_必須遠離其它結構諧振的諧振頻率并盡可能不激勵出其它結構諧振的諧振頻率；-兩個主要模式(dominantmode)必須盡可能不與周圍環境機械耦合；-盡可能不將來自外部的振動耦合到主要模式中；_拾取器必須線性工作；-拾取噪聲必須充分低；-拾取電子設備必須具有約200kHz的帶寬；-拾取電子設備在如果適當的話必須進行數字補償的寬的頻率范圍內必須具有良好定義的振幅和相位響應。以下幾點對于一次近似不重要-力激勵特性為線性還是二次的；_力交叉耦合；_讀出交叉耦合；以及-電磁串擾。可選地，還可按以下方式直接確定系統所基于的線性微分方程式(這里，為二階或四階)的系數，而無需經由ζ變換。如所述已對自相關函數(AKF)和互相關函數(KKF)進行了采樣和計算。然后形成它們的導數。為此，AKF值和KKF值將通過例如(存在快速算法的)樣條函數(spline function)而組合，并且在采樣時刻進行數值微分。在各情況下，針對KKF形成如微分方程式的階次所規定的同樣階數的導數。AKF需要與微分方程式中所存在的激勵力的導數同樣階數的導數。然后根據這些值形成相關矩陣，其中，與采樣時刻有關的各導數位于一行中。 根據KKF形成相關矢量。如所述對方程組進行求解。可以如所述將微分方程式的已知的慢變量系數與快變量系數分離開，從而確定運轉中的陀螺儀的旋轉速率。此外，通過觀察誤差矢量在所使用的導數的階數方面的變化，可以確定系統所基于的微分方程式的階次。應該看到，在如出現在MEMS的情況下那樣包括兩個方程式的耦合微分方程組中， 可以對按不同階次出現的所有系數進行單獨估計。因此，可以單獨估計以下各項輸入力的交叉耦合，讀出的交叉耦合，衰減，頻率，以及由旋轉速率與(根據兩個拾取信號的交叉耦合的)交叉衰減組成的和。交叉耦合僅當方程組未簡并成兩個一模一樣的微分方程式時才可以被單獨估計(然而，這對于偏差和比例因子而言不重要)。經由ζ變換的方法或經由微分方程式的方法這兩者均可以有效使用，其中，后者產生立即可理解的形式的參數。這兩種方法以類似的方式處理相同的輸入信息。后一方法將需要略長的計算時間。然而，無需根據ζ變換的系數來確定參數，因此在DSP中僅需要用于確定振動頻率的根函數。當直接使用零階的系數來進行第二頻率的電子控制時，也可以省略該根函數。當然，如果需要的話，也可以在進一步增加微分方程式或ζ變換的情況下以這兩種方法來估計“第三”振動(也即，不同于激勵振動和讀出振動的振動)。“第三”振動的系數可能隨著時間慢收斂。此外，存在將在同一導數中出現的系數分離開的問題。可以通過以下步驟來解決該問題首先，估計與主要模式有關的參數。然后，假定這些系數固定，建立增補了下一個最強的振動的方程組，并且借助于所述的將已知系數和未知系數分離開來確定該方程組的系數。重復該方法，直到確定了所關注的數量的第三振動的系數為止。由此可以計算出這些振動的影響，并且可以執行適當的偏差校正。此外，使用最大似然法來估計參數似乎沒有提供任何優勢。根據對與各種替代方式有關的文獻的研究，本文所描述的針對相關函數的方法獲得了最佳的結果并且使用起來絕對可靠。除此之外，應當可以進行控制以使MEMS陀螺儀“正常”并且同時向拾取器提供噪聲。然后可以使用相關函數來確定誤差項并相應地校正偏差和比例因子。
權利要求
1.一種科式陀螺儀的運轉狀況的模擬方法，其中-將包括力傳遞器、機械諧振器和激勵振動/讀出振動拾取器的系統的相互作用表示為離散耦合微分方程組，-所述方程組的變量表示由所述力傳遞器提供給所述機械諧振器的力信號以及由所述激勵振動/讀出振動拾取器產生的讀出信號，并且所述方程組的系數包含與將所述力信號映射到所述讀出信號上的線性變換有關的信息，-通過測量不同時刻的力信號值和讀出信號值并將所述力信號值和所述讀出信號值代入所述方程組中來確定所述系數，并且根據所述系數來對所述方程組進行數值求解，以及-使用所述系數來推斷所述科式陀螺儀的使所述科氏陀螺儀的旋轉速率有誤的不期望的偏差性質。
2.根據權利要求1所述的模擬方法，其特征在于，根據以下事實來確定所述系數-將白噪聲信號分別提供給針對激勵振動/激勵振動的變化/讀出振動的所述力傳遞器，并且確定與激勵振動/讀出振動成比例的拾取信號，_按周期性的時間間隔同時對所述噪聲信號和所述拾取信號進行采樣， -根據由此產生的噪聲采樣值/拾取采樣值確定能夠計算的自相關值和互相關值的至少一部分，-將特定時刻的拾取采樣值分別表示為所計算出的先前時刻的自相關值/互相關值的利用加權因子進行了加權的線性函數，以及-通過組合以這種方式確定的多個函數形成了以下的線性方程組所述線性方程組的系數矩陣分別包含已確定的自相關值/互相關值的至少一部分，所述線性方程組的系數矢量分別包括所述系數矩陣中的互相關值，并且所述線性方程組的待確定的變量是所述加權因子，-對所述方程組進行求解以確定作為待確定的系數的所述加權因子，并且所述加權因子包括待確定的用以描述所述科式陀螺儀的特征的信息。
3.根據權利要求1所述的模擬方法，其特征在于，根據以下事實來確定所述系數-將白噪聲信號分別提供給針對激勵振動/激勵振動的變化/讀出振動的所述力傳遞器，并且確定與激勵振動/讀出振動成比例的拾取信號，_按周期性的時間間隔同時對所述噪聲信號和所述拾取信號進行采樣， -根據由此產生的噪聲采樣值/拾取采樣值確定能夠計算的自相關值和互相關值的至少一部分，-確定所述自相關值和所述互相關值的時間導數，其中，所述自相關值的導數的階數與噪聲信號值的可能的導數的階數相對應，并且所述互相關值的導數的階數與微分方程式的階次相對應，以及-形成以下的線性方程組所述線性方程組的系數矩陣分別包括已確定的自相關值/ 互相關值的至少一部分，其中所述系數矩陣的各行分別由采樣時刻的導數形成，所述線性方程組的系數矢量分別包括所述系數矩陣中的互相關值，并且所述線性方程組的待確定的變量是描述所述線性變換的系數，-通過對所述方程組進行求解來確定包括用以描述所述科式陀螺儀的特征的信息的所述線性變換。
4.根據權利要求1-3中任一項所述的模擬方法，其特征在于，基于已確定的、用以描述所述力傳遞器的瞬時力信號與所述激勵振動/讀出振動拾取器的瞬時讀出信號的所述線性變換的系數來推斷瞬時旋轉速率。
全文摘要
一種用于描述科式陀螺儀的特征的方法，其中，將包括力傳遞器、機械諧振器和激勵振蕩/讀取振蕩分接頭的系統的相互作用表示為離散耦合微分方程組，該方程組的變量表示從力傳遞器傳遞至機械諧振器的力信號以及從激勵振蕩/讀取振蕩分接頭讀取的讀取信號，并且該方程組的系數包含與將力信號映射為讀取信號的線性變換有關的信息；通過測量不同時刻的力信號值和讀取信號值并將這些力信號值和讀取信號值代入該方程組中來確定系數，并且根據這些系數來對該方程組進行數值求解；以及，使用這些系數來推斷科式陀螺儀的使所述科氏陀螺儀的旋轉速率有誤的不期望的偏差性質。
文檔編號G01C19/56GK102216729SQ200980145742
公開日2011年10月12日 申請日期2009年11月12日 優先權日2008年11月14日
發明者沃納·施羅德 申請人:諾思羅普·格魯曼·利特夫有限責任公司