專利名稱：多天線傳輸方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發明總的來說涉及通信系統，尤其涉及通信系統內多天線傳輸的方法和裝置。
背景技術：
圖1示出在正交頻分多路復用(OFDM)系統中實施的現有技術的多入多出(MIMO)傳輸方案。在圖1的系統中，發射設備102采用多個天線104以通過多個OFDM副載波將多個數據流發射到一個或多個接收設備101。該多個數據流表示為si(k)，其中下標i表示流編號(1≤i≤Ns)，索引k表示副載波(1≤k≤N)，N是副載波的數量，Ns≥1是每一副載波的數據流的數量。饋送給Mtx個發射天線104中每一個的信號通過快速傅立葉反變換(IFFT)108、循環字首插入設備107和并行串行變換器106產生。OFDM傳輸技術將占用的頻帶寬度分成N個正交副載波，其中每個到IFFT的輸入對應一個副載波，被饋送給IFFT的每個輸入的信號被認為是占用相應的副載波。到每個IFFT的N個輸入稱為副載波，在現有技術的單發射天線OFDM系統中，通常將一個編碼調制(即QAM或PSK)碼元饋送給IFFT的副載波輸入，每副載波一個碼元，或者相當地，每副載波一個數據碼元流。然而，在圖1所示現有技術MIMO-OFDM系統中，在給定副載波(也就是說k)上，則是首先將用于多個流的Ns個碼元饋送給多流發射波束生成器105，波束生成器105具有Ns個輸入和Mtx個輸出(其中Mtx是發射天線的數量)。然后將每個波束生成器105的Mtx個輸出(被表示為xm(k)(1≤m≤Mtx，1≤k≤N))饋送給它們在Mtx個IFFT 108上的各自的副載波輸入。在現有技術MIMO-OFDM發射設備102的一個實施例中，流的數量Ns等于發射天線的數量Mtx，并且在每個副載波(也就是說k)上，第k個副載波的第i個數據流被饋送給第i個發射天線的第k個副載波輸入，并且沒有使用多流發射波束生成器105。然而，如果在IFFT副載波輸入之前使用波束生成器105，則往往能夠獲得更好的性能。
圖2更詳細地示出了現有技術的多流發射波束生成器105，該波束生成器105在發射設備102的Mtx個IFFT 108上的每個副載波輸入之前使用。如圖2所示，發射設備102的每個多流發射波束生成器105采用由Mtx×Ns矩陣V(k)＝(v1(k)，v2(k)，...，vNs(k))表示的發射天線陣列加權，其中，Mtx是發射天線的數量，Ns是在第k個副載波上遞送的數據流的數量，V(k)的第i列用Mtx×1列向量vi(k)來表示，它包含在第k個副載波上的第i個數據流的Mtx個加權系數。為了計算V(k)的適當的值，發射設備102通常需要一些關于在發射天線104和接收設備101上的一個或多個接收天線之間的信道響應的信息。
回到圖1，接收設備101測量下行信道響應并負責發送回要由發射設備102使用的信息，以計算應用到每個副載波數據流的發射天線陣列加權(V(k)＝(v1(k)，v2(k)，...，vNs(k))，其中k是副載波，Ns是每一副載波的數量流的數量)。典型地，該被發送回的信息包括發射加權向量或是對于可能加權向量的密碼本中的索引，或基于類似技術的其他信息。然后將Ns個數據流乘以加權向量V(k＝1)到V(k＝N)，以便有效地將多個流遞送到接收機101。
顯然，這種系統需要發射機102知道在發射和接收陣列之間的矩陣頻率響應，這在快速變化的頻率選擇寬帶信道方面造成了困難，例如在采用OFDM的移動通信系統中遇到的信道類型。更具體而言，在例如圖1所示出的基于反饋的發射陣列系統中，發射加權向量需要饋送回發射機102并更新，以跟蹤為了最佳性能而跨越時間和頻率發生的信道變化。遺憾的是，允許完全跟蹤信道響應的機制可能需要接收設備和發射設備之間的禁止級的反饋。因此，需要一種用于通信系統內多天線傳輸的方法和裝置，其在發送回要由發射設備使用的信道信息時不需要禁止級的反饋。
圖1是使用適應性反饋和多載波發射波束生成器的通信系統的框圖。
圖2是在圖1的通信系統中使用的多流發射波束生成器的框圖。
圖3是根據本發明優選實施例的圖1的接收機的框圖。
圖4是在圖3的接收機中使用的多流接收合成器的框圖。
圖5是根據本發明優選實施例的圖1的通信系統操作在反饋模式時的操作流程圖。
圖6是根據本發明優選實施例的圖1的通信系統的操作流程圖。
具體實施例方式
為了滿足上述需要，在此提供一種用于傳輸的方法和裝置。根據本發明的優選實施例，減少數目的發射加權向量被反饋給發射機。然后將每個發射加權向量應用到多個副載波。因為每個加權向量被應用到一個以上的副載波，所以大大減少了反饋給發射機的加權向量的數量。
為了獲得要應用到多個副載波的發射加權向量，將頻帶寬度分成一組副載波塊。根據在發射陣列和接收設備上一個或多個天線之間的矩陣信道頻率響應上的估計為每個副載波塊計算一組最佳發射加權向量。可以根據反饋信道的可用性在發射設備或接收設備上執行最佳發射加權向量的計算。
如果反饋信道可用，則接收設備可以測量在發射設備和接收設備之間的信道響應，并且然后能夠為每個副載波塊(而不是為跨該頻帶的每個副載波)計算該組最佳發射加權向量。然后通過反饋信道將每個副載波塊(而非跨該頻帶的每個副載波)的這些加權向量發送回發射設備。作為替換，可以將允許發射設備計算或推斷該組發射加權的信息發送回發射設備，其中所述發射加權應該應用到每個副載波塊。然后在發射陣列采用那些發射加權或那些發射加權的某個函數的情況下將數據從發射設備發射到接收設備。
如果反饋信道不可用，則發射設備測量在接收設備和發射設備之間的信道(上行信道)的頻率響應，并且根據在載該接收設備和發射設備之間測量的信道響應來確定該發射設備和接收設備之間的信道響應。然后發射設備為每個副載波塊(而不是為跨該頻帶的每個副載波)計算一組發射加權向量，與必須為跨該頻帶的每個副載波計算一組發射加權向量的技術相比，其產生計算上的節省。然后在發射陣列采用那些發射加權或那些發射加權的某個函數的情況下將數據從發射設備發射到接收設備。
與簡單地為跨該頻帶的每個副載波發送回一組加權向量的方法相比，上述方法能夠在需要的反饋方面產生大量節省。
本發明包括用于多天線傳輸的方法。該方法包括步驟在接收機處接收多個副載波，從發射機發射所述多個副載波，將所述副載波分組為多個副載波塊，每個副載波塊包括K個副載波，為每個副載波塊計算一個加權Mtx×Ns矩陣Vc。然后將副載波塊的加權向量發送到發射機。
本發明還包括用于多天線傳輸的方法。該方法包括步驟接收多個副載波，將所述多個副載波分組為多個副載波塊，每個副載波塊包括K個副載波，為所述多個副載波塊的每一個計算一個加權Mtx×Ns矩陣Vc。在副載波塊內的所有副載波的加權為Vc。
本發明還包括一種裝置，該裝置包括自適應加權控制器，該自適應加權控制器具有作為輸入的多個副載波并輸出多個Mtx×Ns加權矩陣Vc，其中為包括K個副載波的副載波塊計算一個加權向量。
本發明的優選實施例使用與圖1所述類似的OFDM系統。通信系統100使用OFDM通信系統協議，然而，在本發明的替代實施例中，也可以采用其他系統協議。這類其他系統協議包括(但不限于)具有循環字首的頻域均衡單載波系統(稱為循環字首單載波)、具有循環字首的碼分多址系統(稱為循環字首CDMA)、多載波CDMA系統、擴展OFDM系統。因此，本發明在OFDM系統、CP單載波系統、CP-CDMA系統和任何其他類似或混合系統中可用并有效。
本領域的技術人員會認識到，OFDM系統將可用帶寬分成許多窄頻帶(副載波)，在副載波上并行發射數據。每個副載波使用所占用頻帶的不同部分。在具有多個發射天線的OFDM系統中，要在副載波上發射的信號被饋送給快速傅立葉反變換(IFFT)框108的輸入。在框107，將循環字首添加到IFFT框108的輸出，然后將得到的信號在框106從并行轉換成串行。在圖1的MIMO系統中，采用多流發射波束生成，由此將要在一個OFDM碼元間隔(或波特間隔)中遞送的數據分成Ns個碼元流乘N個副載波的矩陣，由此在N個副載波的每一個上發射Ns個碼元。要在每一個給定副載波上發射的Ns個碼元首先被發送到多流發射表述生成器105，在此對它們進行加權處理并求和，然后在該副載波上通過多個天線發射。
圖2示出了多流發射波束生成器的框圖，該多流發射波束生成器對要在副載波上發射的Ns個碼元進行加權和求和。如圖2中所示，要在第k個副載波上發射的Ns≥1個數據流表示為s1(k)，s2(k)，...，sNs(k)，其中1≤k≤N。要在副載波k上通過多個發射天線發射的經過加權和求和的信號表示為x1(k)，x2(k)，...，xMtx(k)，其中1≤k≤N。尤其是，每個數據流/天線組合具有與它相關的特定加權。在第k個副載波上，這種波束生成處理用數學式表示為X(k)＝V(k)S(k) (1)其中X(k)＝[x1(k)，x2(k)，...，xMtx(k)]T(其中T是轉置算子)是饋送給IFFT的第k個副載波輸入的信號的Mtx×1向量，V(k)是由V(k)＝[v1(k)，v2(k)，...，vNs(k)]給出的加權系數的Mtx×Ns矩陣，其中V(k)的第i列由Mtx×1列向量vi(k)來表示，vi(k)包含在第k個副載波上的第i個數據流的Mtx個加權系數(即vi(k)＝[vli(k)，...，vMtxi(k)]T)。Ns×1向量S(k)由S(k)＝[s1(k)，s2(k)，...，sNs(k)]T給出，為了清楚起見，系統的時間相關性(即OFDM碼元間隔)沒有示出。
圖3示出了包括一個或多個接收天線304的接收設備300的框圖。在每個接收天線上接收的信號首先被轉換成基帶采樣信號流(這種向基帶的轉換沒有示出，但它是本領域中公知的)，然后將該信號流從串行轉換為并行(306)。在框307，去除循環字首，在框308利用快速傅立葉變換(FFT)將余下的采樣轉換到頻域中。在第i個接收天線之后，在FFT 308的第k個副載波輸出上的信號表示為yi(k)，1≤i≤Mrx并且1≤k≤N，其中Mrx是接收天線304的數目，N是副載波的數目。然后在第k個副載波(1≤k≤N)上的信號被饋送給多流接收組合器310，組合器310具有Mrx個輸入和Ns個輸出，其中Ns個輸出的每一個，z1(k)，...，zNs(k)，意圖恢復在第k個副載波上的Ns個發射數據流中的一個。
圖4示出了在每個副載波k上使用的多流接收組合器310的框圖。如圖4所示，通過對從Mrx個接收天線接收的Mrx個信號進行加權和求和來形成多流接收組合器的每個輸出。第k個副載波的第i個接收天線的第j個流的加權系數表示為wij(k)。在副載波k上的多流組合器的第j個輸出表示為zj(k)，1≤j≤Ns并且1≤k≤N。
在數學上，在第k個副載波上的接收機的操作如下。
z(k)＝WH(k)Y(k) (2)其中，H是共軛轉置算子，z(k)＝[z1(k)，z2(k)，...，zNs(k)]T是在副載波k上的組合器輸出的Ns×1向量，Y(k)＝[y1(k)，y2(k)，...，YMrx(k)]T是在副載波k上接收的信號的Mrx×1向量，W(k)是加權系數的Mrx×Ns矩陣，其中W(k)＝[w1(k)，w2(k)，...，wNs(k)]，其中W(k)的第i列由Mrx×1列向量wi(k)來表示，wi(k)包含用于接收在第k個副載波上的第i個數據流的Mrx個加權系數(即，wi(k)＝[wli(k)，...，wMrxi(k)]T)。接收的信號向量Y(k)滿足Y(k)＝H(k)X(k)+N(k) (3)其中，H(k)是在副載波k上的Mrx×Mtx信道矩陣，N(k)是在副載波k上接收機噪聲的MR×1向量，X(k)是在副載波k上的Mtx×1個發射的信號向量。在這種分析中，為了清楚起見，忽略了(3)中的時間相關性。
以下描述給出了一種數學說明，說明當用在OFDM系統的下行鏈路中時，如何能夠為上述傳輸方案計算Mtx×Ns個發射加權系數V(k)和Mrx×Ns個接收加權系數W(k)。這些文字首先論及一個發射流(Ns＝1)的情形，其稱為最大比率傳輸(MRT)方案或發射自適應陣列(TXAA)方案。然后在后面描述多個流(Ns＞1)的情形。
在用于OFDM下行鏈路的頻域單流MRT/TXAA方案中，根據X(k)＝V(k)s(k)在每個副載波上“波束生成”數據碼元流，其中V(k)是第k個副載波的Mtx×1波束生成向量，s(k)是第k個副載波的單位平均功率(unit-average-power)數據碼元(即PSK/QAM)。在這種系統中，在基站處的發射陣列通常需要知道在發射陣列和接收陣列之間的Mrx×Mtx矩陣信道響應H(k)，用戶到基站反饋技術可以用來向基站提供有助于基站推斷信道響應H(k)或在其他情況下直接是Mtx×1發射向量V(k)的信息。在用戶到基站反饋方案中，接收設備(用戶)101將測量跨OFDM帶寬的矩陣信道響應，并且該用戶負責將適當的信息組傳送回基站(發射設備102)，所述信息組允許基站計算其頻域發射波束生成加權。
對于單流策略，在副載波k上接收的數據由下式給出Y(k)＝H(k)X(k)+N(k)＝H(k)V(k)s(k)+N(k) (4)
對于線性接收矩陣組合，接收機計算在每個副載波上的以下信號z(k)＝WH(k)Y(k)(5)可以如下選擇發射加權向量和接收加權向量。在副載波k上，Mrx×Mtx信道矩陣的奇異值分解為H(k)=UH(k)SH(k)ZHH(k)---(6)]]>其中，Mrx×MrxUH(k)和Mtx×MtxZH(k)是單式矩陣，Mrx×MtxSH(k)是除左上rH×rH部分外都為零的矩陣，所述rH×rH部分由diag(SH，1，...，SH，rH)給出，其中rH是H(k)的秩(rank)(rH≤min(Mtx，Mrx))。尋找在接收陣列輸出的第k個副載波上的SNR的最大值包括根據下式來選擇Mtx×1發射加權向量V(k)V(k)＝ZH1(k)， (7)其中，ZH1(k)是ZH(k)的第一列。然后根據下式來選擇接收加權向量W(k)＝αH(k)V(k) (8)其中，α是標量常數，它不影響后接收組合(post receivecombining)信噪比(SNR)。可以選擇常數α來提供對于接收加權向量的MMSE方案，其結果為W(k)=H(k)V(k)VH(k)HH(k)H(k)V(k)+σ2σS2---(9)]]>其中，σ2是接收機噪聲方差，σs2是發射的碼元群中的功率(假定為一)。上述描述暗示必須選擇發射和接收加權向量來跟蹤信道矩陣H(k)中的任何副載波相關變量。
在一個接收天線的情況下(H(k)是1×Mtx)，在第k個副載波上的最大SNR可表示為SNR_TXAA(MtxTx，1Rx)＝H(k)HH(k)/σ2(10)
注意，對于兩個發射天線和一個接收天線的情況，這個量是(12)的值的兩倍，這使得TXAA優于本領域中公知的Alamouti方法(參見下段中的參考資料)3dB。通常，TXAA的SNR為SNR_TXAA(MtxTx，MrxRx)＝λ1/σ2(11)其中λ1是HH(k)H(k)的最大本征值。
與上述傳輸方案相比，S.M.Alamouti描述的傳輸方案“A simpletransmit diversity technique for wireless communications”，IEEE Journalon Select Areas in Communications，vol.16，no.8，Oct.1998，易于通過對跨兩個OFDM碼元間隔和一個副載波的兩個頻域碼元進行Alamouti編碼，而擴展到OFDM。假定一個靜態信道，單位功率發射的碼元，Mtx＝2個發射天線以及Mrx＝1個接收天線，對于Alamouti方案，在第k個副載波上預期的SNR由下式給出SNR_Alamouti(2Tx，1Rx)＝H(k)HH(k)/(2σ2) (12)其中H(k)是在副載波k上的Mrx×Mtx信道矩陣。注意，對于兩個發射天線和一個接收天線的情況，這個量是(10)的值的一半，其導致Alamouti比TXAA差3dB。在兩個或更多接收天線的情況下，SNR表示為SNR_Alamouti(2Tx，MrxRx)＝(λ1+λ2)/(2σ2) (13)其中λ1和λ2是HH(k)H(k)的兩個本征值。
注意，在2×MrxTXAA方案中，每副載波SNR與HH(k)H(k)的最大本征值成比例，而從(13)可知，在2×MrxAlamouti方案中，SNR與HH(k)H(k)的兩個本征值的平均值成比例。因此，在發射機和接收機都具有理想的信道知識的2×Mrx配置中，Alamouti方案的SNR無論如何都比TXAA差0到3dB，實際差值由HH(k)H(k)的本征值來確定。
對于多流情況(即，Ns＞1)，另稱為MIMO或空間多路復用策略，(1)(2)和(3)的關系限定了發射和接收數據之間的關系。對接收加權矩陣的MMSE方案可以根據以下方程式關于任意Mtx×Ns發射加權矩陣V(k)得到W(k)＝{H(k)V(k)RsVH(k)HH(k)+σ2I}-1H(k)V(k)Rs(14)其中，Rs是發射流的協方差矩陣Rs＝E[S(k)SH(k)]，其對于獨立流是對角矩陣，流的功率沿對角線排列。一種選擇發射和接收加權的方法如下。
利用(6)中的關系，可以選擇Mtx×Ns發射加權矩陣V(k)等于右奇異矩陣ZH(k)，然后可以選擇接收加權矩陣等于UH(k)SH-1(k)，在該情況下，多流接收組合器輸出向量Z(k)由Z(k)＝S(k)+SH-1(k)UH(k)N(k)給出。因此，該信道有效地“對角化”為在發射陣列的輸入和接收陣列的輸入之間的并行無干擾空間信道，多流接收機組合器輸出向量等于Ns×1發射的多流碼元向量S(k)加上噪聲。可以實現在這種對角化信道的基本思想之上的其他方差以及指定的其他方差，例如使所有流的輸出均方差相等。
如前面的分析總所顯示的，發射和接收加權矩陣與跨副載波k的信道矩陣H(k)的瞬時值相關(其中為清楚起見，在分析中沒有考慮H(k)的時間相關性)。如上所述，發射機自適應加權控制器103可以根據從接收機101發回的信息為每個副載波k計算Mtx×Ns加權矩陣V(k)。典型地，該被發回的信息包括發射加權矩陣或到可能的加權矩陣的密碼本中的索引，或基于類似技術的其他信息。
如上所述，允許完全跟蹤信道響應的反饋機制可能需要來自接收設備101的禁止級的反饋。為了解決該問題，在本發明的優選實施例中，多個副載波k＝1，2，...，N被分成多個塊，其中與每個塊相關的多流發射波束生成處理意圖對在該塊中的每個副載波采用相同的Mtx×Ns加權矩陣Vc。從接收機101反饋的信息包括每個副載波塊的信息，而不是所有N個副載波的信息，從而大大減少了需要反饋到發射機102的數據量。例如，包括N個副載波的現有技術系統需要為要反饋的全部N個副載波發射加權矩陣，以便能夠為每個副載波/天線組合采用適當的加權。為了避免必須為N個OFDM副載波的每一個反饋不同的Mtx×Ns加權矩陣V(k)，將頻域分成多個塊，每個塊包括K個副載波。對于每一個包括K個副載波的塊，僅向發射陣列提供一個要跨該塊的K個副載波使用的Mtx×Ns發射加權矩陣Vc。當使用反饋信道時，接收機101僅為每個塊反饋一個Mtx×Ns發射加權矩陣，大大減少了反饋量。
上面的說明詳細描述了將副載波分成副載波塊以大大減少反饋給發射機102的信息。以下說明詳細描述用于計算單個Mtx×Ns發射加權矩陣(或當Ns＝1時向量)的方法，其中該發射加權矩陣跨頻率選擇信道中的OFDM副載波塊應用，只有一個數據流在副載波上發射(即Ns＝1)。然后在口面描述擴展到多流的情形(Ns＞1)。
基于發射協方差矩陣的頻域本征波束生成如上所述，希望避免必須為每一個OFDM副載波k反饋不同的V(k)。在本發明的優選實施例中，將頻域分成多個塊(B塊)，每個塊包括K個副載波(其中，如果B個塊在頻域中不重疊，B＝N/K，其他的重疊塊分配是可能的)。對于每個包括K個副載波的塊，僅向發射陣列提供一個要跨K個副載波使用的Mtx×1(即Ns＝1)發射加權向量。隨即產生的一個問題是如何最佳計算應該跨給定塊的K個副載波應用的發射加權向量。在該例中，在對于給定塊的k＝1...K的接收陣列接收的數據是Y(k)＝H(k)X(k)+N(k)＝H(k)Vcs(k)+N(k)(15)其中，Vc是在該塊的副載波1至K之間應用的Mtx×1發射加權向量。一個簡單的方法是在副載波塊的中點根據信道矩陣計算發射加權向量，所述發射加權向量跨該副載波塊的所有副載波應用。然而，在本發明的優選實施例中，選擇發射加權向量以最大化跨K個副載波子塊的平均的低噪聲接收信號功率，所述子塊受該發射加權向量上的單位功率限制。目標是選擇Vc以最大化Py=E{1KΣk=1KYH(k)Y(k)}---(16)]]>
其中，Y(k)是接收的信號，E是期望算子(在信號和噪聲上的期望)，K是在特定副載波塊內的副載波的數量。應該注意，該期望是在(15)的Y(k)的表達式中的信號項上。將(15)替換到(16)中，并求得該期望，結果為Py=VcH{1KΣk=1KHH(k)H(k)}Vc+MRσ2---(17)]]>選擇單位范數(unit-norm)以最大化(17)中的表達式包括選擇Mtx×l發射加權向量Vc為對應下列量的最大本征值的本征向量RHK=1KΣk=1KHH(k)H(k)---(18)]]>其服從限制條件VcH=Vc=1.]]>Mtx×Mtx矩陣RHK是什么實質上是在K副載波帶寬上平均的發射信道協方差矩陣的估計。注意，盡管接收機噪聲功率沒有進入這個Vc的方案，但該方案還最大化了跨該頻率副載波塊的平均的后接收組合SNR。然后可以根據(14)選擇接收加權向量(在對于特定副載波塊內的所有k用Vc替換V(k)之后)，其中必須向接收機提供信道矩陣H(k)的估計和在該頻率塊的每個副載波上的發射加權向量(或相當地，它們乘積的值H(k)Vc，或更一般地H(k)V(k))。
通過選擇Ns個發射加權向量為對應信道(例如(18))的發射機協方差矩陣的Ns個最大本征值的Ns個本征向量(用加權矩陣Vc表示)，還可以將該本征波束生成方法擴展到多流(MIMO)策略。更一般地，可以選擇Ns個發射加權向量為對應信道(例如(18))的發射機協方差矩陣的Ns個最大本征值的Ns個本征向量的函數，其中該函數可以是線性變換或某種其他適當的變換。然后可以根據(14)來選擇接收加權矩陣，其中最終必須向接收機提供信道矩陣H(k)的估計和在該頻率塊的每個副載波上的發射加權矩陣V(k)(或相當地，它們乘積的值H(k)Vc，或更一般地H(k)V(k))。也可以采用基于(18)的發射協方差矩陣的估計的其他傳輸策略。
圖3是根據本發明優選實施例的圖l的接收機101的框圖。如上所述，接收機101用接收加權向量W(k)＝(w1(k)，w2(k)，...，wMrx(k))操作，所述接收加權向量應用到由Mrx個天線接收的N個副載波的每一個。在導頻訓練序列中，自適應加權控制器303接收所有N個副載波Y(k＝1)，Y(k＝2)，...，Y(k＝N)的無線電傳輸。如上所述，對于每個副載波k，Y(k)＝H(k)x(k)+N(k)。因為導頻序列是先驗的，因此X(k)是已知的。知道Y(k)和X(的k)自適應加權控制器303為每一個副載波k計算H(k)。知道每一個副載波的H(k)，然后自適應加權控制器303為每一個包含K個副載波的塊計算發射協方差矩陣RHK(方程式(18))，其中，發射設備102和接收設備101都知道將N個副載波分成多個塊且每個塊包含K個副載波的實際情況。接收設備101然后為副載波塊的每一個選擇一個值Vc，作為對應以下量的最大本征值的本征向量RHK=1KΣk=1KHH(k)H(k)---(19)]]>其服從約束條件VcHVc=1.]]>Mtx×Mtx矩陣RHK是什么實質上是在K副載波帶寬上平均的發射信道協方差矩陣的估計。注意，盡管接收機噪聲功率沒有進入這個Vc的方案，但該方案還最大化了跨該頻率塊平均的后接收組合SNR。
圖5示出了一個流程圖，說明在反饋操作模式中本發明的操作，其中發射設備102是基站，接收設備101是用戶設備或移動設備。(該處理也適用于發射設備是用戶設備、接收設備是基站的情況)。
處理開始于框504，基站從所有的發射天線向用戶設備發射導頻信號。在框506，用戶接收導頻信號(由信道摻雜)，用戶使用對發射的導頻信號的先驗知識估計跨所有副載波k的Mrx×Mtx信道矩陣H(k)的矩陣頻率響應。(其他信道估計技術也是可以的，甚至是不使用導頻信號的技術)。在框508，用戶計算在多個副載波塊的每一個上的Mtx×Mtx下行空間協方差矩陣RHK(每個塊具有K個副載波，其中為每個副載波塊計算一個RHK)。在框510，用戶為每個副載波塊計算每一個下行空間協方差矩陣的本征分解，以為每個副載波塊產生一組Ns個發射加權向量。在框512，用戶在反饋信道上將B×Ns組Mtx×1加權向量(用個Mtx發射天線為B個副載波塊的每一個發射Ns個加權向量)發送回基站。以允許基站確定應該應用到每個副載波塊上的實際的Ns個加權向量的方式，將這些加權向量編碼，用于跨該反饋信道傳輸。在框514，基站對反饋傳輸解碼并進行處理，為每個副載波塊產生Ns個加權向量，通過該副載波將它們傳送到基站。在本發明的一個實施例中，對于每個頻率載波塊，基站簡單地將該副載波塊的Ns個加權向量應用到該副載波塊內的所有副載波(在流程圖的框516中示出)。在另一個實施例中，在框514，基站還通過跨所有副載波內插加權向量來處理這B×Ns個加權向量，以便為跨可用頻帶的N個副載波的每一個產生N×Ns個發射加權向量(不是僅僅每副載波塊一個)。在每一個實施例中，在框516，基站根據計算的發射加權向量在N個副載波的每一個上發射Ns個數據數據流(跨N個副載波每副載波Ns個數據流)。
在替代操作模式中，以和上面所述稍有不同的方式，框508為B個塊的每一個計算下行空間協方差矩陣。使用在副載波塊中的一個副載波(比如說副載波k)(優選該塊的中間副載波)上的信道響應或在該塊上平均的信道的平均值，計算下行空間協方差矩陣為RHK＝H(k)HH(k)(而不是根據(18)，其涉及更多的計算)，在框510計算該空間協方差矩陣的本征分解，以便為副載波塊產生Ns個加權向量。在框512，如前面所述以編碼的形式將B×Ns個加權向量反饋到基站，在框514，基站對反饋信息解碼以產生B×Ns個加權向量。如上所述，然后基站可選地能夠內插這B×Ns個加權向量以便為跨可用頻帶的N個副載波中的每一個產生N×Ns個內插發射加權向量(不是僅僅每副載波塊一個)。在另一個實施例中，在框512，用戶僅將在該塊的中間副載波的信道(或作為替換，該塊上的中間信道)返回給基站。然后在框514，基站計算本征分解RHK＝H(k)HH(k)以確定發射加權向量。因為在該實施例中基站計算加權向量，所以降低了在用戶處的計算復雜性(并因此節省了電池能量)。
圖6示出了一個流程圖，說明在反饋信道不可用或完全不用的操作模式中本發明的操作。在圖6中，發射設備102是基站，接收設備101是用戶設備或移動設備，但該處理也適用于發射設備是用戶設備、接收設備是基站的情況。處理開始于框604，基站從用戶接收導頻信號，并在框606根據接收的導頻信號計算上行(用戶到基站)矩陣信道響應。(其他信道估計技術也是可以的，甚至是不需要導頻信號的技術)。然后基站從用戶到基站的信道響應確定從基站到用戶設備的信道增益(基于發射和接收硬件的知識通過相互性假設或其他類似假設)。該確定將為每個副載波k產生Mtx×Mrx信道矩陣H(k)(在基站和用戶之間)的估計。接下來，在框608，基站根據方程式(18)為B個副載波塊的每一個計算發射空間協方差矩陣，其中每個副載波塊包括K個副載波(一般地，根據在副載波塊內的副載波k的信道矩陣H(k)的值為不同的副載波塊計算不同的空間協方差矩陣)。接下來，在框610，基站為在框608中計算的B個空間協方差矩陣的每一個計算本征分解，以產生B×Ns個發射加權向量(B個副載波塊中的每一個為Ns個發射加權向量)。在框612，對于每個副載波塊，基站為該副載波塊內的每個副載波計算實際的發射加權向量，作為該塊的Ns個發射加權向量，如通過從框610中的本征分解計算的。(換言之，Ns個發射加權向量固定跨越副載波塊的多個副載波)。在另一個實施例(類似于在圖5中描述的)中，從框610中的本征分解產生的Ns個發射加權向量跨該頻帶的所有副載波內插，以便為跨可用頻帶的N個副載波中的每一個產生N×Ns內插發射加權向量(不是僅僅每副載波塊一個)。
在替代操作模式中，以和上面所述稍有不同的方式，框610為B個塊中的每一個計算下行空間協方差矩陣。使用在副載波塊中的一個副載波(比如說副載波k)(優選該塊的中間副載波)上的信道響應或在該塊的所有副載波上平均的信道的平均值，計算下行空間協方差矩陣為RHK＝H(k)HH(k)(而不是根據(18)，其涉及更多的計算)，在框510計算該空間協方差矩陣的本征分解，以便為副載波塊產生Ns個加權向量。然后跨該帶寬內插這B塊中每一塊的Ns個加權向量，以便為跨可用頻帶的N個副載波中的每一個產生N×Ns個發射加權向量(不是僅僅每副載波塊一個)。
盡管參照特定實施例具體示出并描述了本發明，但本領域技術人員會理解，可以作出各種形式和細節上的改變，而不脫離本發明的要旨和范圍。例如，以上說明詳細描述了每個副載波塊包含相同數量(K個)副載波的情況。在替代實施例中，每個副載波塊可以包含不同數量的副載波，該數量由Kb指定(b＝1，...B，其中B是副載波塊的總數量)，其中Kb≥1并且至少一個Kb嚴格大于1。而且，上述說明詳細描述了每個副載波塊包含不同副載波的情況(即，副載波塊不重疊)。在替代實施例中，副載波塊可以彼此部分重疊。意圖將這些改變都包括在所附權利要求的范圍中。
權利要求
1.一種用于多天線傳輸的方法，該方法包括以下步驟在接收機接收多個副載波，所述多個副載波是從發射機發射的；將所述副載波分組為多個副載波塊，每個副載波塊包括K個副載波；以及為每個副載波塊計算單個加權矩陣Vc。
2.如權利要求1所述的方法，還包括步驟將副載波塊的加權矩陣發送到所述發射機。
3.如權利要求1所述的方法，其中，所述計算Vc的步驟包括步驟選擇Vc以最大化Py=E{1KΣk=1KYH(k)Y(k)}]]>其中，Y(k)＝H(k)Vcs(k)+N(k)，H(k)是在所述發射機和接收機之間的矩陣信道響應，N(k)是接收的噪聲，以及E是期望算子。
4.如權利要求1所述的方法，其中，所述計算Vc的步驟包括步驟選擇Vc作為以下量的本征向量的函數RHK=1KΣk=1KHH(k)H(k)]]>其中，H(k)是在所述發射機和接收機之間的矩陣信道響應，并且Y(k)＝H(k)VcS(k)+N(k)。
5.如權利要求1所述的方法，其中，將加權矩陣發送到發射機的步驟包括步驟將所述加權矩陣發送到所述發射機，使所述發射機用所述加權矩陣對所述副載波塊中的所有副載波進行加權處理。
6.如權利要求1所述的方法，還包括步驟由所述發射機接收所述加權矩陣；以及用所述加權矩陣對副載波塊中的所有副載波進行加權處理。
7.一種裝置，其包括自適應加權控制器，自適應加權控制器具有作為輸入的多個副載波并輸出多個加權矩陣Vc，其中為包括K個副載波的副載波塊計算單個加權矩陣。
8.如權利要求7所述的裝置，其中，所述自適應加權控制器選擇Vc以最大化Py=E{1KΣk=1KYH(k)Y(k)}]]>其中，Y(k)＝H(k)Vcs(k)+N(k)，H(k)是在所述發射機和接收機之間的矩陣信道響應，N(k)是接收的噪聲，以及E是期望算子。
9.如權利要求7所述的裝置，其中，所述自適應加權控制器選擇Vc，以使Vc為對應以下量的最大本征值的本征向量RHK=1KΣk=1KHH(k)H(k)]]>其中，H(k)是在發射機和接收機之間的矩陣信道響應。
10.如權利要求7所述的裝置，其中，所述多個副載波中的每一個在不同的頻率上發射。
全文摘要
在多入多出(MIMO)通信系統中，一種用于多天線傳輸的方法和裝置。根據本發明的優選實施例，將減少數量的發射加權矩陣反饋到發射機。然后將每個發射加權矩陣應用到多個副載波。因為每個發射加權矩陣被應用到一個以上的副載波，因此大大減少了反饋到發射機的加權矩陣的量。
文檔編號G01S3/28GK1813375SQ200480006798
公開日2006年8月2日 申請日期2004年3月11日 優先權日2003年3月13日
發明者弗雷德里克·W·沃克, 蒂莫西·A·托馬斯, 莊向陽 申請人:摩托羅拉公司
專業數控銑床產品供應商
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