專利名稱：基站、基站模塊以及用于到達方向估計的方法
技術領域：
本發明涉及無線電通信網絡的基站，用于這種基站的模塊，以及用于增強在無線電通信網絡的基站估計上行鏈路信號的到達方向的角分辨率的方法。
背景技術：
從技術發展水平知道，可提供具有智能天線陣的基站，這使得能輸出完全可控制的下行鏈路波束。當應用于用戶特定數字波束成形時，這種智能天線陣的波束生成器例如能以使波束的方向適應于隨同終端通過該天線陣覆蓋的整個扇區移動的方式加權(weight)發射信號的相位角或幅度。
為了能根據終端的移動而移動下行鏈路波束，基站必須確定能發現終端的方向。這可通過估計基站從相應終端接收的上行鏈路信號的到達方位方向來實現。為接收上行鏈路信號，基站常使用固定波束接收系統，固定波束被估算用以估計上行鏈路信號的到達方向。
為示意起見，圖1示出了用于處理來自單個用戶的信號以估計到達方向(DoA)的基站體系結構實例。
圖1所描繪的基站部分包括上行鏈路數字波束矩陣11，其輸入端連接到具有8個接收機天線(未示出)的均勻線性天線陣(ULA)。上行鏈路數字波束矩陣11的輸出端通過用于標準瑞克處理的裝置12連接到用于估計上行鏈路信號到達方向的裝置13。用于估計到達方向的裝置13一方面連接到圖中未示出的基站的其它組件。另一方面還連接到適合于信號的擴頻和加權的處理裝置14。處理裝置14另外接收來自用于下傳位處理的裝置15的輸入信號，并輸出信號到用于用戶特定數字波束成形的裝置16。用于用戶特定數字波束成形的裝置16的輸出端連接到8個發射天線(未示出)。用于標準瑞克的裝置12、用于DoA估計的裝置13、用于下行鏈路位處理的裝置15以及處理裝置14，均用于數字基帶處理。
通過接收天線進入基站的信號首先在數字波束矩陣11進行處理。數字波束矩陣11為M×M矩陣，其中M為天線單元數，即，在本例中M＝8。數字波束矩陣11從接收信號生成8個不同方向的固定接收波束。利用數字波束矩陣11和均勻線性天線陣(ULA)，可生成正交波束(巴特勒矩陣)或任意的非正交波束集。所生成的波束被輸入到用于標準瑞克的裝置12。
在芯片級由用于標準瑞克的裝置12處理之后，在用于到達方向估計的裝置13估算波束以便能確定下行鏈路信號的最佳發射方向。上行鏈路信號的到達方向可通過簡單地測量來自每個波束的功率估計。特別是，能確定信道估計中導引符號的功率。具有最高上行鏈路功率的波束的波束方向，經過快速衰落平均后，被視為下行鏈路波束將指向的到達方向。或者，利用用于確定波束空間中到達方向的任何其它已知方法可估計到達方向。用于估計到達方向的裝置13提供給處理裝置14功率控制和加權信息，以形成對應所確定的到達方向的下行鏈路波束。
另外，在用于估計到達方向的裝置13中的另外單元轉發軟位(softbit)，包括由終端發送的數據信號，到圖中未描繪的組件。
構成將從網絡發送到終端的信號的硬位(hart bit)通過用于下行鏈路位處理的裝置15處理，例如編碼，并轉發到處理裝置14。處理裝置14能根據從用于估計到達方向的裝置13接收的信息擴頻和加權這些信號。由此處理的信號被發送到用于用戶特定數字波束成形的裝置16，該裝置通過發射天線在指向所確定的上行鏈路信號到達方向的下行鏈路波束中發送信號。
利用這種方法，上行鏈路到達方向的估計基于固定波束形式的粗略分辨率網格。這意味著，即使在下行鏈路也可利用任意分辨率連續控制發射波束，下行鏈路波束成形的精度受上行鏈路波束間距的控制。如果波束數等于智能天線陣中的列數，那么這種精度對下行鏈路波束控制并不足夠。即使通過增大接收天線的數量到達方向的分辨率隨接收波束數量的增大而改善，但利用4-8波束/天線還達不到足夠的角分辨率。在上行鏈路，角分辨率大約是關于4波束30°而關于8波束為15°。
圖2a-d示出了對于不同構像的固定上行鏈路波束的角分布。圖2a是從4-天線陣產生的4個正交波束對方位角(以度為單位)的幅度波束圖。圖2b是8-天線陣的8個正交波束的相應幅度波束圖。相反，圖2c是4-天線陣的4個非正交波束的幅度波束圖，而圖2d是8-天線陣的8個非正交波束的相應幅度波束圖。
除了使到達方向的估計基于固定波束的功率，還可通過將信道估計轉換回單元域(element domain)選擇下行鏈路波束。為此，將波束成形信號乘以數字波束矩陣的逆以得到單元空間信號。接著，在該單元空間使用任何已知的到達方向技術。然而，對于實際實現來說，這種方法將導致過量計算。
發明內容
本發明的目的是提供一種基站，一種基站模塊以及一種使得在估計上行鏈路信號的到達方向時能簡單增強角分辨率的方法。
這個目的一方面是利用無線電通信網絡中的基站實現的，該基站包括第一定相網絡，用于從接收天線陣提供的信號中形成固定接收角的波束，以及用于輸出構成所述波束的信號；第二定相網絡，用于為至少兩個相鄰波束同相和求和由第一定相網絡提供的信號，由此形成具有至少兩個相鄰波束中間的接收角的波束，并用預定因數縮放每個產生的波束的幅度和/或功率；以及，用于根據第一和第二定相網絡提供的波束估計上行鏈路上的到達方向的裝置。
另一方面，本目的是利用在無線電通信網絡的基站估計上行鏈路信號的到達方向時增強角分辨率的方法實現的，該方法包括-利用基站的接收天線陣接收上行鏈路信號；-在第一定相網絡從接收信號中形成固定到達角的第一波束，并輸出構成所述波束的信號；
-在第二定相網絡通過同相和求和屬于相鄰波束的信號以及通過用預定因數縮放每個產生的復合波束的幅度和/或功率，在第一波束的至少兩個相鄰波束之間形成至少一個復合波束；以及-基于第一波束和復合波束估計接收信號的到達方向。
利用包含這種第二定相網絡的基站的基站模塊也可同樣實現該目的。
本發明源于這樣一個構思通過進一步處理已經波束成形的上行鏈路信號可實現更好的角頻譜，這就提出了相對粗略的角頻譜。通過簡單地對當前固定波束應用乘法和加法，緊接著進行縮放，可實現更好的分辨率。根據本發明的方法、基站和基站模塊的主要優點因此為簡單，利用它可實現上行鏈路信號到達方向估計的更好的角分辨率。
所估計的到達方向特別用于形成下行鏈路波束，以在所述方向上發送。
根據從屬權利要求書的本發明的優選實施例變得很明顯。
用于從終端接收上行鏈路信號以及用于為基站的第一定相網絡提供接收信號的接收天線陣可由本發明的基站組成，或構成基站的補充部分。對發射天線陣也同樣適用。
第一定相網絡可適合于形成正交或非正交波束作為固定接收波束。此外，優選第一定相網絡適合于形成4或8個這種波束，其數量取決于接收上行鏈路信號的接收天線數。然而，也可選擇任何其它數量的接收天線并以此形成波束。
在本發明的基站和方法的更佳實施例中，對第一定相網絡形成的所有相鄰波束執行同相和求和第一定相網絡提供的兩個相鄰波束的信號。由此，所形成的波束的總數是第一定相網絡形成的初始波束數的兩倍減去1。因此，方位接收角的分辨率加倍。
由同相和求和產生的復合波束的功率和/或幅度應根據初始波束的功率和/或幅度縮放，以便使復合波束與第一波束有可比性，以確定到達方向。為此，通過對所有波束實現相同增益可縮放復合波束。也可選擇縮放因數使得如果同一信號到達每個波束則每個波束的信噪比(SNR)相同。或者，可選擇縮放因數使得如果同一信號到達每個波束則每個波束的信干和信噪比(SINR)相同。
如果復合波束正好在兩個相鄰正交波束的中間形成，對于4個初始正交波束可設置縮放因數為對所有復合波束補償0.67dB損耗的值，而對8個初始正交波束則設置為補償0.86dB的損耗，以便對所有波束獲得相同增益。在4個正交波束的情況下，為補償0.67dB的損耗，功率校正因數為16/13.7＝1.1679，而幅度校正因數為4/13.7=1.0807]]>。
為利用基站/基站模塊和通過根據本發明的方法更好地實現角分辨率的精調，相鄰初始波束的信號在同相和求和之前乘以不同的預定因數。優選一個因數大于1而另一個因數小于1。通過這種方式，一個或多個復合波束就不必正好位于兩個相鄰波束的中間角度上，而是可隨意移動到這兩個初始波束之間的任意角度。
假如這樣的話，必須應用于所形成的復合波束之上的縮放因數另外取決于用于放大幅度的因數。
所提出的精調可特別用于通過將它們乘以不同因數集合在兩個初始相鄰波束之間的不同角度生成多個波束。因此，可獲得任何想要的角分辨率用于估計上行鏈路上的到達方向。
上行鏈路到達方向估計優選基于由第一和第二定相網絡提供的波束功率的估算。
第一和第二定相網絡可以是模擬定相網絡，但優選它們為數字定相網絡，其中復數值的加權向量表示數字域中的每個波束。這種數字定相網絡由數字波束矩陣DBM形成更為有利。
在數字定相網絡中，可存儲復數加權。復數加權接著應用到輸入信號以形成所想要的波束。第一數字定相網絡的復數加權可以任何適當方式預先確定，這樣它們就能適合于在預定角度形成預定數量的波束。第二數字定相網絡的復數加權是在應用復數加權到相應信號時通過由第一定相網絡提供的波束在第二數字定相網絡同相和求和的方式確定的。
在數字域，相鄰波束的同相可通過旋轉表示兩個相鄰波束的至少一個向量的相位角實現。如果為4正交初始波束的情況，代表這兩個相鄰波束中的第一波束的向量的相位角可例如旋轉0，而代表這兩個相鄰波束中第二波束的向量的相位角旋轉+3π/4或-3π/4，正負取決于選擇哪個波束作為第一波束以及選擇哪一個作為第二波束。如果從具有8個天線的天線陣接收信號，則形成8個正交波束，代表這兩個相鄰波束中的第一波束的向量的相位角可例如旋轉0，而代表第二波束的向量的相位角旋轉+7π/8或-7π/8。
接著，求和這兩個相鄰波束的旋轉后的向量，由此生成單個向量。此單個向量表示在這兩個初始相鄰波束中間的單個復合波束。
同樣，為了精調將不同相鄰波束乘以不同因數可通過在旋轉和求和之前將相應向量的幅度乘以不同因數實現。
根據本發明的方法和基站也可用于估計照射到基站的信號的角展度。例如，在發現DOA具有最大平均功率后也可從這兩個相鄰波束測量相應的功率。如上所述，從一個波束到相鄰波束的方向角的增大可設置為任意小。如果相鄰波束的平均功率超出預設的門限，那么描述角展度的數值增大一個對應于這兩個相鄰波束之間的角度增大的數值。門限也可是自適應的。例如，掃描整個扇區的角開寬(aperture)并獲得信號強度的平均值，這取決于所想要的信號、干擾情況和特定無線電環境。接著，比較想得到信號的電平與描述整個扇區的平均值。如果想得到的信號超過該門限，則計算下一波束的信號功率。只要該想得到的信號的功率電平超出該門限就重復該過程。因此，角展度(AS)與波束數(其中想得到的信號的平均功率超出門限)成正比，并與兩個相鄰波束之間的角度間隔成正比AS＝ND其中N等于想得到的信號功率超出門限時的相鄰波束數，而D為相鄰波束的角度增量。例如，如果有8個初始波束和7個中間波束，則角度增量D約為7.5度。如果信號功率在3個連續波束超過門限，則角展度為22.5度，這是假設波束到波束之間有相同的角度增量D。還應指出，角度增量D可隨波束而異，這是正交波束的優選情形。如果信號功率在3個連續波束超過門限，則角展度為22.5度。
所提出的基站、基站模塊和方法尤其適合應用于WCDMA(寬帶碼分多址)和EDGE(GSM演進的增強型數據率；GSM全球移動通信標準)。
下面參考附圖詳細解釋本發明，其中圖1是用于處理來自單個終端的上行鏈路信號的基站體系結構；圖2a是4-天線陣的正交波束；圖2b是8-天線陣的正交波束；圖2c是4-天線陣的非正交波束；圖2d是8-天線陣的非正交波束；圖3是根據本發明的基站的組件；圖4示意了第一數字定相網絡中復合加權的形成；圖5a是根據本發明的方法生成一個波束的功率波束圖；圖5b是根據本發明的方法對4-天線陣生成和縮放3個波束的幅度波束圖；圖6a是根據本發明的方法對8-天線陣生成7個波束的幅度波束圖；圖6b是根據本發明的方法對具有精調的8-天線陣生成7個波束的幅度波束圖；圖7a是8個初始波束之上的示例性功率分布；以及圖7b是8個初始波束和在初始波束之間根據本發明生成的7個復合波束之上的示例性功率分布。
具體實施例方式
上面已經參考本發明的背景技術描述了圖1和2a-d。
圖3描繪了用于根據本發明的方法中的根據本發明的基站的單元。
在圖3的基站中，應用4-天線陣作為接收天線陣。每個天線Ant1-Ant4通過低噪聲放大器LNA連接到數字波束矩陣DBM 31，DBM 31構成數字定相網絡而且有存儲的復數加權。該數字波束矩陣對應圖1中的上行鏈路數字波束矩陣11，只是圖3中的數字波束矩陣31為4×4而不是8×8矩陣。校準單元32有到低噪聲放大器LNA的入口。數字波束矩陣31對4個波束B1到B4中的每個波束都有輸出線。到B2和B3的輸出線分支并饋入第二數字定相網絡33。在第二數字定相網絡33中也存儲復數加權。第二數字定相網絡33有到另一波束B2_3的輸出端。
接收天線陣的天線單元Ant1-Ant4從終端接收上行鏈路信號，信號根據終端的當前位置從某一方向進入天線陣。
由天線Ant1-Ant4接收的信號在低噪聲放大器LAN中放大，低噪聲放大器LNA以假設從天線單元Ant1-Ant4到數字波束矩陣31的傳輸線完全相同的方式由校準裝置32校準。
在數字波束矩陣31中，對應圖2a所述波束的4個正交固定接收波束B1-B4通過應用適當選擇和存儲的復數加權到接收信號形成。每個波束的功率或幅度指示在某一接收角度內的接收強度。這些波束被輸出并饋入到用于估計到達方向的裝置，例如如圖1所示。
兩個相鄰波束B2和B3還饋入第二數字定相網絡33。第二數字定相網絡33通過應用另一復數加權到屬于波束B2、B3的信號同相和隨后求和兩個波束B2、B3。選擇這些復數加權以便它們能使從第一數字定相網絡31接收的接收波束同相和求和。應用復數加權的結果因此為在兩個初始波束B2、B3的方向中間的方向上的響應。然而，當假設所有這3個方向的信號強度相同時，該復合波束B2_3的幅度和功率相比初始波束B2、B3有些下降。然而，當下降量已知時，可縮放該復合波束以便所生成的波束B2_3的相對增益能用于估計到達方向的裝置，以考慮附加的方位角。
現在參考圖4解釋如何為圖3的基站中使用的4天線陣的正交波束獲得縮放因數。
兩個相鄰波束的同相可通過同相表示數字域中數字波束矩陣31的兩個相鄰波束的復數值加權向量實現。波束Bi的向量bi是通過將相應陣列響應向量ai的元素ak求和獲得的bi=Σk=1Nak]]>圖4以向量形式示意了用于生成4個正交波束B1-B4的數字波束矩陣31是如何為波束B2和B3確定復數值加權向量的。給定一個4-波束數字波束矩陣，為波束B2相加相應向量的元素，同時，從一個元到下一元旋轉相位角45°，如圖4的左手側示意。所得到的向量為b2＝1+2.414j。類似地，為波束B3相加來自天線單元的信號，但在此從一個單元到下一個單元旋轉相位角-45°，如圖4的右手側示意。在此情況下，所得到的向量為b3＝1-2.414j。波束B2和波束B3在數字域由這些向量b2和b3表示。
第一數字定相網絡31的輸出可以通過旋轉波束B2或波束B3或二者的相位角被同相。在此，波束B3的相位角旋轉3/4π以與波束B2同相。同相后，將這些波束求和，產生由下述公式表示的復合波束B2_3。
b2_3＝b2+b3＝2+4.83j＝5.23exp(j3π/8)當數字波束矩陣31輸出的4個波束B1到B4的功率為16時，所產生的波束B2_3的功率為0.5*(5.23)2＝13.7。因此，相比初始波束損耗為13.7/16＝0.67dB。知道這個損耗就能縮放在兩個固定波束的中間生成的波束，這樣就能知道所生成波束的相對增益而且可將此增益用于估計到達方向。縮放因數以及所需的復數加權被存儲。
對于其它種類的數字波束矩陣可類似地確定縮放因數。例如，對8-天線陣和形成8-非正交波束B1-B8的數字波束矩陣來說，兩個中心波束B4和B5的輸出為b4＝1+5.03j以及B5＝1-5.03j。通過旋轉B57/8π同相兩個波束B4、B5后，復合波束B4_5由下述公式表示b4_5＝b4+b5＝2+10.05j＝10.25exp(j7π/16)與原始波束B1-B8的功率為64相比，其功率為52.5。因此，在此情況下對8-波束數字波束矩陣的天線增益損耗為52.5/64＝0.86dB。
除了兩個相鄰波束外，也可同相和求和更多的波束以獲得中間波束。
圖5a是在正交巴特勒波束的情況下不用縮放由圖3的基站獲得的功率波束圖。該功率從-100到100的方位角描繪。從圖中可看出，4個初始波束B1到B4的功率為16，而復合波束b2_3的功率為13.7，與上面縮放因數的計算一致。
圖5b是在非正交波束情況下4個初始波束和3個復合波束的幅度波束圖，在此利用相應的縮放因數粗略縮放這些波束。復合波束B1_2、B2_3以及B3_4已在現有的每對相鄰初始波束B1/B2、B2/B3以及B3/B4之間形成。從圖中明顯可看出，可通過在所有相鄰初始波束之間引入復合波束使到達方向的分辨率加倍。
在根據本發明方法的另一個實施例，可獲得角分辨率的進一步提高。
上述實施例僅對初始波束應用相移，這在兩個相鄰波束之間提供正好一個附加波束。如果需要精調復合波束的方向，則這樣生成的復合波束仍不足夠。
為能實現更好的分辨率，對相鄰波束應用促使接收波束相移和調幅的復數加權。通過這種方式，復合波束可對準任何想要的方向。
圖6a和6b示意了在僅通過相移的波束形成和通過相移以及另外調整初始波束的幅度的波束形成之間的差異。
圖6a是形成8個正交波束Bi(i＝1～8)的8-波束數字波束矩陣的幅度波束圖。另外的7個復合波束Bi_i+1的復合波束圖是通過同相和求和所有相鄰初始波束Bi和Bi+1(i＝1～7)得到的。同相是通過將兩個相鄰波束的第一波束Bi的相位Φi移相ΔΦi＝0以及將兩個相鄰波束的第二波束的相位Φi+1移相ΔΦi+1＝-7π/8實現的。復合波束沒有被縮放，因此在圖中它們呈現的幅度小于初始波束。
在圖6b中，除了相移ΔΦi＝0和ΔΦi+1＝-7π/8，在求和之前各個第一相鄰波束Bi的幅度乘以0.8，而各個第二相鄰波束Bi+1的幅度乘以1.2，結果，與圖6a中的復合波束相比，在圖6b中生成的復合波束Bi_i+1稍微左移。通過改變初始波束幅度所乘的因數，由此可定位復合波束到兩個初始波束之間的任何角度。
這種方法另外使得能簡單地通過對初始波束的幅度乘法不同的因數集合可在每兩個相鄰初始波束之間形成若干波束，這樣導致任意精細的角分辨率。
最后，圖7a和7b示意了借助用于上行鏈路信號的到達方向估計的裝置通過在基站中使用的不同非正交波束的功率分布。這兩種分布均對應來自終端的信號垂直到達基站的接收天線陣的情況，其在此對應0°方位角。在圖7a中，從8個波束的功率分布中估計到達方向，所有8個波束由第一數字定相網絡形成。不同波束和不同到達角之間的關系與例如圖2d中的相同。在圖7b中，相反，從15個波束的功率分布中估計到達方向，包括根據本發明在8個初始波束之間形成的7個復合波束。從圖7a可看出，波束序號4和序號5具有最大功率。因此，用于估計到達方向的裝置無法為下行鏈路波束確定最佳方向，而只能確定位于波束序號4和波束序號5的角度之間的一個最佳區域。在圖7b中，最大功率顯然屬于波束序號8，它正好位于初始波束4(在此為波束7)以及初始波束5(在此為波束9)之間，因此在0°角。這表明在后一情況下可更精確地為下行鏈路波束確定最佳方向。
權利要求
1.用于無線電通信網絡的基站，包括-第一定相網絡(31)，用于從接收天線陣提供的信號中形成固定接收角的波束(B1-B4)，以及用于輸出構成所述波束(B1-B4)的信號；-第二定相網絡(33)，用于為至少兩個相鄰波束(B2，B3)同相并求和由第一定相網絡提供的信號，由此形成具有至少兩個相鄰波束(B2，B3)之間的接收角的波束(B2_3)，并使用預定因數縮放每個產生的波束(B2_3)的幅度和/或功率；以及-用于從第一和第二定相網絡(31，33)提供的波束(B1-B4、B2_3)中估計上行鏈路到達方向的裝置。
2.根據權利要求1的基站，還包括用于從終端接收信號以及用于為基站的第一定相網絡(31)提供接收信號的接收天線陣，以及用于在估計的到達方向發射波束的發射天線陣。
3.根據權利要求1或2的基站，其中第一定相網絡(31)被設置成形成正交固定接收波束。
4.根據權利要求1或2的基站，其中第一定相網絡設置成形成非正交固定接收波束。
5.根據權利要求1至4任一項的基站，其中第一定相網絡(31)設置成從4個接收天線接收的信號中形成4個波束(B1-B4)。
6.根據權利要求1至4任一項的基站，其中第一定相網絡(31)設置成從8個接收天線接收的信號中形成8個波束(B1-B8)。
7.根據前述權利要求任一項的基站，其中第二定相網絡(33)用于根據第一定相網(31)形成的波束(B1-B4)的幅度和/或功率，以所有形成的波束(B1-B4，B2_3)的增益相同的方式，縮放兩個相鄰波束(B2，B3)之間形成的波束(B2_3)的幅度和/或功率。
8.根據前述權利要求任一項的基站，其中第二定相網絡(33)用于根據第一定相網絡(31)形成的波束(B1-B4)的幅度和/或功率，以所有形成的波束(B1-B4，B2_3)的信噪比相同的方式，在同一信號到達每個波束(B1-B4，B2_3)的情況下，縮放兩個相鄰波束(B2，B3)之間形成的波束(B2_3)的幅度和/或功率。
9.根據前述權利要求任一項的基站，其中第二定相網絡(33)用于根據第一定相網絡(31)形成的波束(B1-B4)的幅度和/或功率，以每個形成的波束(B1-B4，B2_3)的信干和信噪比相同的方式，在同一信號到達每個波束(B1-B4，B2_3)的情況下，縮放兩個相鄰波束(B2，B3)之間形成的波束(B2_3)的幅度和/或功率。
10.根據前述權利要求任一項的基站，其中第二定相網絡用于同相并求和由第一定相網絡形成的所有相鄰波束(B1-B4)的信號。
11.根據前述權利要求任一項的基站，其中第二定相網絡用于在同相并求和之前，將由第一定相網絡為在其間形成復合波束(Bi_i+1)的兩個相鄰波束(Bi，Bi+1)提供的信號乘以至少一對不同的預定因數，以便在至少一個預定方位角在兩個相鄰波束之間獲得至少一個波束。
12.根據前述權利要求任一項的基站，其中用于估計上行鏈路到達方向的裝置用于估算由第一和第二定相網絡提供的波束的功率以估計到達方向。
13.根據前述權利要求任一項的基站，其中第一和第二定相網絡為模擬定相網絡。
14.根據前述權利要求任一項的基站，其中第一和第二定相網絡(31，33)為數字定相網絡，其中復數值加權向量表示數字域中的每個波束(B1-B4)。
15.根據權利要求14的基站，其中在第一和第二數字定相網絡(31，33)存儲復數加權，這些加權將應用于輸入信號以形成相應波束。
16.根據權利要求14或15的基站，其中第二定相網絡(33)用于通過旋轉代表兩個相鄰波束(B2，B3)其中之一的至少一個向量(b1，b2)的相位角，同相并求和至少兩個相鄰波束(B2，B3)，以獲得具有相同相位角的兩個向量；以及通過求和所述向量(b2，b3)以獲得代表兩個相鄰波束(B2，B3)之間的波束(B2_3)的單個向量(b2_3)。
17.根據前述權利要求任一項的基站，還包括用于基于由第一和第二定相網絡形成的波束來估計接收信號的角展度的裝置。
18.用于基站的基站模塊，包括根據前述權利要求任一項的第二定相網絡的定相網絡(33)。
19.用于在無線電通信網絡的基站估計上行鏈路信號的到達方向時增強角分辨率的方法，包括-利用基站的接收天線陣接收上行鏈路信號；-在第一定相網絡(31)，從接收信號中形成固定到達角的第一波束(B1-B4)以及輸出構成所述波束(B1-B4)的信號；-在第二定相網絡(33)通過同相并求和屬于相鄰波束(B2，B3)的信號，以及通過用預定因數縮放每個產生的復合波束的幅度和/或功率，在第一波束(B2，B3)的至少兩個相鄰波束之間形成至少一個復合波束(B2_3)；以及-基于第一波束(B2，B3)和復合波束(B2_3)估計接收信號到達方向。
20.根據權利要求19的方法，還包括在估計的上行鏈路信號的到達方向上形成和輸出下行鏈路波束。
21.根據權利要求19至20任一項的方法，其中根據第一定相網絡形成的波束的幅度和/或功率，縮放在兩個相鄰波束(B2，B3)之間形成的波束(B2_3)的幅度和/或功率。
22.根據權利要求19至21任一項的方法，其中用于縮放的因數設置為導致每個形成的波束(B1-B4，B2_3)具有相同增益的值。
23.根據權利要求22的方法，其中在接收天線陣有4個天線和正交第一波束的情況下，用于縮放的因數設置為補償正好在兩個相鄰第一波束(B2，B3)中間形成的所有波束(B2_3)的0.67dB損耗的值。
24.根據權利要求22的方法，其中在接收天線陣有8個天線和正交第一波束的情況下，用于縮放的因數設置為補償正好在兩個相鄰波束中間形成的所有波束的0.86dB損耗的值。
25.根據權利要求19至21任一項的方法，其中用于縮放的因數設置為導致每個形成的波束具有相同信噪比(SNR)的值。
26.根據權利要求19至21任一項的方法，其中用于縮放的因數設置為導致每個形成的波束具有相同的信干和信噪比(SINR)的值。
27.根據權利要求19至26任一項的方法，其中第二定相網絡在由第一定相網絡形成的每個相鄰第一波束(B1-B4)之間形成復合波束(B1_2，B2_3，B3_4)。
28.根據權利要求19至27任一項的方法，還包括在同相并求和之前，將由第一定相網絡為在其間形成復合波束(Bi_i+1)的兩個相鄰波束(Bi，Bi+1)提供的信號乘以不同的預定因數，以便在預定方位角在兩個相鄰波束之間獲得波束。
29.根據權利要求19至27任一項的方法，還包括將由第一定相網絡為兩個相鄰波束提供的信號乘以不同的預定因數對，以便為每個相鄰波束得到不同的加權信號對，并接著同相并求和每個信號對，以便在預定方位角在兩個相鄰波束之間獲得多個波束。
30.根據權利要求19至29任一項的方法，其中波束由模擬第一和第二定相網絡形成。
31.根據權利要求19至29任一項的方法，其中波束由數字第一和第二定相網絡(31，33)形成，其中復數值加權向量表示數字域中的每個波束。
32.根據權利要求31的方法，其中通過應用復數加權到第一數字定相網絡(31)中的接收信號形成第一波束，而且其中通過對每個將形成復合波束的所形成波束的所述信號應用另外的復數加權，使得表示兩個相鄰波束(B2，B3)的至少一個向量(b2，b3)的相位角旋轉以獲得具有相同相位角的兩個向量，以及通過求和所述向量(b2，b3)在第二數字定相網絡(33)中執行相鄰波束的信號的同相并求和。
33.根據權利要求32的方法，其中在接收天線陣有4個天線和正交第一波束的情況下，通過分別旋轉兩個相鄰波束(B2，B3)的向量(b2，b3)的相位角0和|3π/4|實現同相。
34.根據權利要求32的方法，其中在接收天線陣有8個天線和正交第一波束的情況下，通過分別旋轉兩個相鄰波束的向量的相位角0和|7π/8|實現同相。
35.根據權利要求19至34任一項的方法，還包括基于所形成的第一和第二復合波束估計接收信號的角展度。
全文摘要
本發明涉及用于無線電通信網絡的基站。為能增強到達方向估計的分辨率，該基站包括第一定相網絡(31)，用于形成固定接收角的波束(B
文檔編號G01S3/28GK1434991SQ00819172
公開日2003年8月6日 申請日期2000年12月23日 優先權日2000年12月23日
發明者朱哈·耶里塔羅 申請人:諾基亞公司
專業數控銑床產品供應商
20年生產經驗，實力工廠，精工品質，質量有保障
