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測量阻性結構電阻的方法和系統的制作方法
【專利摘要】本發明公開了用于測量阻性結構的電阻的方法和系統，所述阻性結構具有至少三個節點。通過測量沒有校準電流注入到阻性結構的第一和第二節點之間的第三結點時電阻結構的一個輸出端上的電壓來確定第一校準信號。然后向第三節點注入校準電流，以及確定第二校準信號。確定第一校準信號和第二校準信號之間的差的絕對值，該絕對值與阻性結構的電阻值和校準電流的乘積成比例。
【專利說明】測量阻性結構電阻的方法和系統
【技術領域】
[0001]本公開總體上涉及電子技術，更具體地涉及阻性結構的校正。
【背景技術】
[0002]近年來人們一直努力改善測量阻性結構電阻的方法和電路。關于阻性結構的電阻值的信息對于許多應用而言都是有用的，其中包括電流的精確測量。適用于精確輸出電流測量的離散電流感測電阻器通常具有幾個要求。例如，這樣的電流感測電阻器可能要求足夠低的制造公差，長期的穩定性，低溫度系數，和/或其他限制。隨著規格變得更加苛刻，系統的組件成本和復雜度會提升。
[0003]一些已知的方法通過在系統運行期間提供對電流感測電阻器的某一形式的測量和/或校正來適應不那么苛刻的規格(從而降低成本)。
[0004]存在多種用于在不中斷系統運行的期間校正阻性結構的方法。例如，在第一種方法中，測量阻性結構的溫度，然后通過使用所測量的溫度和阻性材料的已知溫度系數來對溫度漂移進行補償。例如，屬于Kung的美國專利N0.4，591，743就屬于該種方法。
[0005]第二種方法，有時被稱作“DCR感測”，使用開關模式功率轉換器的電感器的寄生電阻。例如，屬于Tateishi的美國專利N0.6，469，481屬于該種方法。
[0006]第三種方法在阻性結構的一端周期性地注入預定測試或校正電流，并通過歐姆定律確定它的電阻值。例如，屬于Desai等的美國專利N0.7，536，577屬于該種方法。
[0007]第四種方法推導出電流感測電阻器一個輸出端的電阻值。例如，所述電阻值可由輸入端的精密電流感測電阻器從一個DC/DC轉換器的開關系數和所測量的輸入到此DC/DC轉換器的電流中推導出。例如，在G.Eirea和S.R.Sanders的High Precision LoadCurrent Sensing Using On-Line Calibration of Trace Resistance, IEEE Transactionson Power Electronics, pages907to914 (Vol.23，Issue2，March2008)，(“Eirea andSanders.”)中對該種方法進行了描述。
[0008]前述的現有技術方法有幾個缺點。例如，第一種方法不能通過簡單地測量溫度來補償制造公差。從而，可能導致不同的初始電阻測量值和電阻的溫度系數。通常，通過在包括阻性結構的系統或子系統的制造過程結束時利用已知測試電流進行一次校正來適應不同的初始電阻。
[0009]確定阻性結構的一個或多個溫度系數的過程非常昂貴。例如，至少在兩個不同的溫度向阻性結構施加已知的測試電流。為了穩定性而確定溫度變化所造成的測試設備花銷和時間，使得這種為每個阻性結構單獨地確定溫度系數(“tempco”)的方法對于大多數應用而言都是不切實際的。通常，有必要通過使用從每個批次的幾個樣本中獲得的逐批次的溫度系數，對溫度補償進行折衷。更糟的是，可能使用到的溫度系數是通過早期原型的單個實驗室表征得到的。上述方法經常會導致電路溫度性能較差。
[0010]第一種方法的另一個缺點是不能檢測并補償電阻的長期漂移。依據系數(如，阻性結構的材料，它的機械結構，以及環境影響)，電阻可能每運行1000小時就變化幾個百分點。對于典型的電流感測電阻器，這種長期漂移效應在更高溫度下更加明顯。一種典型的補救措施(除了指定擁有更好穩定性的更加昂貴的電阻器以外)是定期校正，這種做法通常會增加擁有的成本。此外，對于這種方法，將意味著系統運行的周期性懸掛。
[0011]所述第二種方法涉及開關模式電源。該種方法的一個缺點是電流測量的增益系數依賴于電感器線圈繞組的DCR，其(例如，通常用銅制造)具有大約每開爾文0.4%的溫度系數，這對許多應用而言是不能接受的。這種方法通常需要為電感器的L/DCR時間常數匹配一個離散的第一電阻器和電容器對(如，Rl XCl)的時間常數。由于電感器的高DCR溫度系數和高制造公差(如，在10%的范圍內),此電感器可以是一個移動目標(moving target)。此外，電感L還取決于隨電感器電流變化的磁芯磁化。雖然已經嘗試通過提供測量電感器繞組溫度的裝置來提供DCR漂移的溫度補償(如，屬于Shiguo等的美國專利N0.7，358，710中所見)，但是它們可能并不精確。例如，在這樣的電感器DCR電流感測方法中，在合適位置放置溫度傳感器(在此情況下是一個負溫度系數(NTC))以精確跟蹤線圈繞組溫度的困難，是精度的大幅損失的來源。此外，第二種方法中沒有一種補救措施有助于對抗DCR電阻的負載壽命漂移。
[0012]第三種方法不能分辨所注入的測試和/或校準電流和負載電流變化，這在典型系統中是以隨機方式發生的。例如，負載電流中的任何變化都會改變在要校準的電流傳感電阻上所測量的電壓差。相應地，如果負載電流在校準期間發生了變化，校準精度可能會受到損害。例如，測試電流的幅值通常被設計為遠小于最大負載電流。在這方面，由于泄露到校準通道中的負載電流波動，校準結果可能會是錯誤的。
[0013]校準期間斷開負載的即時補救措施對于大多數情況而言可能不是一個現實的解決方法，這是因為它干擾了期望的不間斷的系統運行。即使在校準期間斷開負載對于有些應用而言是可以接受的，這樣的校準方法也不能精確跟蹤系統在正常運行狀態下的電阻變化。即使提供一種測量阻性結構溫度的方法，這也是正確的。例如，在系統環境(相對于實驗室設置)中精確測量分布式阻性結構(如電感器繞組和PCB走線)的溫度一般是困難的。
[0014]第四種方法在開關模式電源的輸入端使用一個精密電流感測電阻器。可以理解，對于精密電流感測電阻器而不是常規電流感測電阻器的依賴會引入額外的成本。相應地，第四種方法僅僅是避免了由在開關模式電源的低電壓輸出端加入這樣一個感測電阻器所產生的電壓降損失。電流感測電阻器本身不能被消除。而且，第四種方法的精確度依賴于開關模式電源的運行模式，其可能隨著負載電流而改變。例如，在“High Precision LoadCurrent Sensing Using On-Line Calibration of Trace Resistance，，中討論的電路不能在輕負載時實現適當的校準，且一旦轉換器進入不連續導通模式就會失去校準能力。
[0015]鑒于前述內容，需要提供一種在系統運行不被中斷的同時測量阻性結構電阻值的方法和電路。還需要在不必測量組件溫度的情況下就能測量阻性結構的電阻。還需要跟蹤和補償可能改變阻性結構的電阻值的不利的影響(例如，多種制造公差，電阻值的溫度漂移，由老化造成的電阻的負載壽命漂移(較差的長期穩定性等))。

【發明內容】

[0016]本發明提供了一種用于測量電阻的系統，包括:
[0017]阻性結構，具有:位于阻性結構第一端的第一節點；位于阻性結構第二端的第二節點；以及位于阻性結構上第一節點和第二節點之間的第三節點；
[0018]校準電流生成電路，其具有與阻性結構的第三節點耦合的輸出端；以及
[0019]信號調節電路，包括:與阻性結構的第一節點耦合的第一輸入端；與阻性結構的第二節點耦合的第二輸入端；與阻性結構的第三節點耦合的第三輸入端；以及輸出端，
[0020]其中，信號調節電路被配置為在其輸出端提供一個信號，該信號與第三節點處的電壓和阻性結構的第一節點及第二節點處的電壓的加權平均值之間的差值成比例。
[0021]相應地，本發明提供了一種用于測量阻性結構的電阻的方法，該阻性結構具有在阻性結構第一端的第一節點、在阻性結構的第二端的第二節點、以及在阻性結構的第一節點和第二節點之間且適于接收校準電流的第三節點；信號調節電路包括耦合到阻性結構的第一節點的第一輸入端、耦合到阻性結構的第二節點的第二輸入端、和耦合到阻性結構的第三節點的第三輸入端；以及輸出端，所述方法包括:
[0022]通過測量沒有校準電流注入到阻性結構的第三節點時輸出端上的電壓來確定第一校準信號；
[0023]將校準電流注入到阻性結構的第三節點；
[0024]通過以下步驟確定第二校準信號:
[0025]對阻性結構的第一節點的電壓和第二節點的電壓進行插值；以及
[0026]從阻性結構的第三節點處的電壓中減去插值后的電壓；以及
[0027]確定所確定的第一校準信號和所確定的第二校準信號之間的差值的絕對值，其中所述絕對值與阻性結構的電阻和校準電流的乘積成比例。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0028]附圖是示意性實施例。附圖沒有示出全部實施例。其他實施例可被附加或替代使用。可能忽略明顯的或不必要的細節以節省空間或用于更加有效地進行示意。一些實施例可結合額外的組件或步驟實施，和/或在不具有所示出的全部組件或步驟的情況下實施。當相同的標記出現在不同的附圖中時，其指示相同或相似的組件或步驟。
[0029]圖1示出根據本發明一個實施例的一種具有阻性結構的系統。
[0030]圖2示出根據本發明一個實施例的一種具有阻性結構的系統的更加詳細的視圖。
[0031]圖3示出根據本發明一個實施例的一種具有阻性結構的系統，其中校正電流源作為調諧電流源被重用，以提供負載電流紋波。
[0032]圖4示出根據本發明一個實施例的一種能夠導引阻性結構中的電流的系統。
[0033]圖5示出根據本發明一個實施例的一種通過斷開開關來導引阻性結構中的電流的系統。
[0034]圖6示出根據本發明的一個實施例的一種測量阻性結構電阻值的系統的一部分。
[0035]圖7示出根據本發明一個實施例的一種示例阻性結構。
[0036]圖8示出根據本發明一個實施例的一種遵循偽開爾文連接方法的示例阻性結構。
[0037]圖9示出根據本發明一個實施例的一種具有可調諧插值器和用于指導插值器調諧過程的相關電路的系統。
[0038]圖10示出根據本發明一個實施例的一種基于由通過切換開關模式電源的相位而驅動的極性反轉開關的具有可調諧插值器和相關器電路的系統。[0039]圖11示出根據本發明一個實施例的一種遵循另一個偽開爾文連接電路的示例阻性結構。
【具體實施方式】
[0040]下述詳細描述中，通過示例的方式闡述了大量的具體細節，以提供對相關教導的全面理解。然而，很明顯，在沒有這樣的細節的情況下也可以實踐本發明。在其他情況下，在沒有細節的較高層次上描述眾所周知的方法、過程、組件、和/或電路，以避免不必要地混淆本發明的各方面。
[0041]以下討論的各示例涉及用于在不中斷系統運行期間測量阻性結構的電阻值的方法和電路。其中，合適的阻性結構是離散電阻器或與集成電路的金屬層、印刷電路板箔、連接布線、金屬板、電纜通道相關聯的寄生電阻或任何其他電阻，只要它們符合歐姆定律且具有足夠低的寄生電容和電感。
[0042]在一個實施例中，本文所討論的校準過程對系統運行完全透明且通常不干擾它。負載電流干擾對校準結果的影響可被設計成非常低。在一個方面中，低(或零)負載電流時的校準可在對校準精度沒有不利影響的情況下執行。在一個方面中，本文所討論的校準過程的能量消耗可被設計地非常低。
[0043]在一個實施例中，本文所描述的電路和方法可以執行對一系列不同形狀、形式和尺寸的阻性材料的校準。所適應的電阻值可涵蓋多個數量級。例如，支持100μ Ω到1Ω或更大的電阻范圍。在一個方面中，阻性結構不需要是一個集總元件，如具有三個電節點的兩個電阻器的串聯連接；相反，本文所體現的構思也適用于當阻性結構是任意的分布式電阻時(例如:網狀電阻器，如基于有限元件分析)。在一個實施例中，印刷電路板跡線或印刷電路板平面形式的寄生阻性結構可作為電流感測電阻器使用。在固有寄生電阻(如，印刷電路板走線或導線通道)在適當校準后作為精密電流感測電阻器使用的實施中，可避免與增加一個真正的電流感測電阻器相關的額外的電壓降，從而節省能源。
[0044]現在詳細描述附圖中示出及下述討論的參考示例。圖1示出根據本發明一個實施例的系統100，其具有阻性結構101。在一個實施例中，阻性結構101在第一節點130Α和第二節點130Β之間有一個總電阻Rx。提供至少一個額外的節點(如，第三節點130C)，其被電氣地和/或機械地定位于第一節點130A和第二節點130B之間。例如，第一部分電阻Rxl在第一節點130A和第三節點130C之間出現，而第二部分電阻Rx2在第三節點130C和第二節點130B之間出現。總電阻Rx由部分電阻Rxl和Rx2的和提供。電阻Rx，Rxl和Rx2的阻值可能未知。
[0045]阻性結構101可能是電路的一部分。在一個實施例中，第一節點130A連接到電源110，且第二節點130B連接到負載111。例如，阻性結構101充當一個電流感測(“分流”)電阻器，通過測量第一節點130A和第二節點130B之間的電壓，并如下述式I所示，利用歐姆定律計算負載電流，以便測量流經阻性結構101的電流。
[0046]Iload=V(AB)/Rx (式 I)當 Rx 的阻值已知時。
[0047]在一個實施例中，校準電流生成電路塊102 (如，以脈沖的形式)給阻性結構101(Rx)提供電流。相應地，校準電流生成電路塊102被用于測量阻性結構101 (Rx)的電阻值。在一個例子中，校準電流生成電路塊102至少在一個工作狀態下耦合到至少第三節點130C。本文所述“耦合”指校準電流不需要精確地注入到第三節點；而是，第三節點附近的任何適當位置也可以被用于注入校準電流。然而，離第三節點越近，精度就越高。通過將校準電流Im注入到阻性結構101的第三節點130C所提供的一個與眾不同的優點是連接到節點130A和/或130B的無功組件(如，電源去耦電容器)(如，110和111)不會損害或干擾校準電流脈沖(W)。
[0048]系統100可以包括一個耦合到校準電流生成電路塊102的控制電路103。控制電路103具有至少兩個工作狀態以改變校準電流I.或交替地將校正電流I.導引到阻性結構的三個節點(如，130AU30B和130C)中的至少兩個中的任意一個。例如，校準期間校準電流可在節點130C和節點130A之間交替為“開(0N)”，或者在節點130C和節點130B之間交替為“關(OFF)”，而不是在兩種狀態(其可以為“校正電流開”和“校正電流關”，兩個不同幅值的校準電流，或兩個不同的符號的校準電流)間改變校準電流W。例如，交替可以由電子開關裝置完成，如，一對分別在校準電流源102的輸出端與阻性結構101的節點130C和節點130A/B之間連接的MOSFET (圖1中未示出)。可以理解，將這種MOSFET (或任何其他電路元件)加入到校準電流通路仍將校準電流生成電路耦合到阻性結構101的第三節點130C。
[0049]系統100可包括信號調節電路塊104，其耦合到第一節點130A，第二節點130B和第三節點130C，以在其輸出端105處形成一個經過調節的信號。輸出端105處的信號提供阻性結構101的第三節點(130C)處的電勢與阻性結構101的第一和第二節點(130A，130B)處的電勢的加權平均值之間的差值(或，放大后差值)。
[0050]在一個實施例中，系統100包括一個信號處理電路塊106，其耦合到信號調節電路塊104的輸出端105。信號處理電路塊106使用輸出端105處的信號(由信號調節電路塊104提供)，以確定阻性結構101的電阻Rx。稍后更加詳細地討論信號處理電路塊106。
[0051]圖2是根據本發明一個實施例的具有阻性結構201的系統200的更加詳細的圖示。例如，阻性結構201可以是一片阻性材料，其至少具有第一連接節點230A、第二連接節點230B、和第三連接節點230C。連接節點230C介于節點230A和節點230B之間。在一個實施例中，連接節點230C是連接節點230A和230B的中間點，處于中央區域，因此部分電阻Rxl=Rac及Rx2=Rcb有基本相同的電阻值,如下述式2所示。
[0052]Rxl=Rx2=Rac=Rcb (式 2)
[0053]相應地，在節點230C的所需響應信號被最大化，節點230C距離阻性結構201的中心越遠，其響應信號幅值越小。在一個實施例中，節點230C (信號由此處取出)的位置不在中心(如，在一個阻值是總電阻的1/3的距離)。注意，當節點230C太接近節點230A或230B中的一個時，那么響應信號會劣化。
[0054]校準電流生成電路塊202可包括調節晶體管Ml。在一個實施例中，調節晶體管Ml是雙擴散金屬氧化物半導體(DMOS)晶體管。調節晶體管Ml的漏極可被連接到第三連接節點230C。在一個實施例中，調節晶體管Ml的漏極通過將所述漏極連接到阻性結構第三節點的附近區域的一個或多個位置而耦合到第三連接節點230C。在一個實施例中，校準電流生成電路塊202包括基準電阻器Rs，其第一節點耦合到調節晶體管Ml的源極而其第二節點耦合到Vss (或地)。基準電阻器Rs—般不影響(see)負載電流Ium;反而會影響校準電流Im，校準電流可比最大負載電流小幾個數量級。進一步地，校準電流Im可包括短脈沖，并具有一個小的占空比。相應地，電阻器Rs與能夠支持滿負載電流的精密分流電阻器相比，其尺寸小的多，且額定功率更低(從而，成本更小)。如果加入可選的第二校準步驟(之后討論)，基準電阻器Rs也可具有一個較大的公差，較大的溫度系數，以及較差的穩定性(從而甚至更低的成本)，而不會顯著干擾本文所討論的電阻校正系統200的精度。
[0055]控制電路塊203可包括運算放大器240和可編程基準電壓源VKEF242，其耦合到(如DM0S)調節晶體管Ml和基準電阻器Rs以形成電流伺服回路。例如，控制電路塊203提供校準電流，如下述式3所示。
[0056]ICal=Veef/Rs (式 3)
[0057]在一個實施例中，通過提供兩個狀態的可編程基準電壓源VKEF242，來實現至少兩個狀態的控制裝置。例如，在第一狀態中，提供零電壓而在第二個狀態中，提供一個正電壓。所述正電壓可以接近IV。在一些實施例中，基準電壓Vkef242不需要太精確且它也可以具有一個較大的溫度漂移，而不會顯著干擾本文所討論的電阻校準系統200的精度，只要基準電壓在校準電流切換到“開”的短暫時間內大致穩定即可。例如，基準電壓VKEF242定義了一個短暫時間間隔內校準電流脈沖的總幅值。如果基準電壓從所設計的典型值下降約10%到30%，本文所討論的電阻校準系統200仍然可以精確工作，只要電路不超過其的工作裕度且如果基準電壓也被用在信號處理中，這將在稍后描述。
[0058]在一個實施例中，信號調節電路塊204包括插值器(IP)220，其形成節點230A(Va)處的電壓和節點230B (Vb)處的電壓之間的加權平均電壓，如下述式4a提供。
[0059]Vavg ο- (1-a) Va+ (1+a) Vb (式 4a)
[0060]相應地，式4a描述了一個比例關系。例如，當使用無源插值器(如基于電阻和/或電容)時，比例系數通常是0.5而式4a成為下述式4b的形式。
[0061 ] Vavg=0.5* [ (1-a) *Va+ (1+a) *Vb] (式 4b)
[0062]另一個示例中，使用有源插值器(如基于運算放大器)，其中可存在插值器增益GI。此方面中，比例系數可能不是0.5，如下述式4c提供。:
[0063]Vavg= (GI*0.5) * [ (l_a) *Va+(1+a) *Vb] (式 4c)
[0064]上述式4a到4c中，“a”是插值參數，其可以是常數或變量。它對應于第三節點230C相對于第一和第二節點230A和230B的位置。下述討論設置插值參數“a”的一個示例選擇。在許多實際實施中，插值參數“a”的數值例如跨越一個范圍，-0.3到+0.3，這取決于阻性結構201的預期的機械、熱和電氣公差。在一些實施例中，插值參數“a”的數值可能超過這個范圍。然而，超過這個范圍會降低可達到的校準精度。例如，給定校準電流電平的校準精度在信號Vavg具有最大幅值的時候最好，這種情況發生在插值參數“a”為零或接近零時。高精度可以通過將阻性結構的機械、熱和電氣公差降低到一個合理的水平并且通過使第三節點230C盡可能合理地靠近第一和第二節點中間的中心等電位線(如，利用制造阻性結構的生產過程的給定性能的適當開發)完成。對基本幾何形狀，如具有矩形形狀的阻性結構，放置第三節點230C的優選位置(如，使得插值參數“a”接近零)在節點230A和230B之間的形狀的質心(如，在矩形形狀的對角線交點處)。對于更復雜的形狀，可進行有限元分析以找到第三節點的最優位置。
[0065]信號調節電路塊204也可以包括差分放大器(AMP) 222，其被配置為對第三節點230C處的電壓Vc和由插值器所提供的具有增益系數GA的加權平均電壓Vavg之間的差值進行放大，由下述式5a所示。
[0066]Vout=GA* (Vavg - Vc) (式 5a)
[0067]如果使用的是具有插值器增益GI的有源插值器，那么耦合到阻性結構201的第三節點230C的差分放大器222的輸入就具有一個下述式5b所提供的增益。
[0068]Vout=GA*(Vavg - GI*Vc) (式 5b)
[0069]在一個實施例中，式5a的差分放大器增益函數和插值器222的加權平均函數可通過依據已知的實現傳遞函數的步驟配置運算放大器進行組合，如下述式6所示。
[0070]Vout=GA* {0.5* [ (l_a) *Va+(1+a) *Vb] - Vc} (式 6)
[0071]例如，上述計算涉及將Va和Vb耦合到運算放大器的第一輸入的第一輸入網絡和將Vc耦合到運算放大器的第二輸入的第二輸入網絡。進一步地，反饋網絡將運算放大器的輸出耦合到所述運算放大器的反相輸入端。第一和第二輸入網絡和反饋網絡可以是阻性的或容性的。
[0072]在一個實施例中，差值器220包括具有中心抽頭的一串電阻(或圍繞中心排列的多個可選抽頭)。抽頭位置(如，對應插值參數“a”)選擇為對應于第三節點230C相對于第一和第二節點230A和230B的位置。下面討論用于選擇插值參數“a”的示例過程。
[0073]在一個實施例中，插值器222可與放大器240組合(如，配置成開關電容電路)，其中插值參數“a”為開關電容電路的輸入電容之比，或者在在切換過程中為固有的。這樣一種容性插值器的優點是它不從阻性結構中抽取DC電流，所以它可以如高歐姆阻性插值器一樣提供相同或更好的校準精度。
[0074]在使用分布式阻性結構201 (如，PCB箔通道(foil run))的各實施例中，可使用不止一個接近或就在阻性結構201的中心的節點(如，圖8中的C，C’，C’ ’)注入校準電流。進一步地，這些節點中不止一個可被用于向差分放大器222的一個輸入節點提供電壓Vc。在一個實施例中，如果不只一個這樣的節點貢獻節點Vc處的電壓電平，則差分放大器222可包括多個輸入端以適應多輸入電壓。例如，每個輸入到放大器222的電壓可具有相等或獨立的增益系數。在一個實施例中，分布式阻性結構201的有限元分析被用于確定多輸入差分放大器的每個輸入的最優增益系數。在有限元模型中，當已知校準電流被注入到一個或多個在其附近的其它節點時，根據提供多輸入電壓的節點處的電勢的相對幅值，可容易地確定增益系數。
[0075]信號處理電路塊206可包括開關電容積分器和比較器(如，基于Λ-Σ調制器技術的模數轉換器(ADC))。例如，開關電容積分器和比較器被配置為Λ-Σ模數轉換器的調制器。該調制器利用一個基準電壓來跟蹤用于調節校準電流Im的基準電壓242。在一個實施例中，信號處理電路塊206向存儲的積分結果增加Vout和/或基準電壓或者從存儲的積分結果中減去Vout和/或基準電壓，且檢查積分結果的符號。可以以硬件方式增加數字抽取濾波器或者以軟件方式實施數字抽取濾波器。在一個實施例中，用于ADC的基準電壓與用于控制電路塊203的基準電壓242相同。換言之，用于ADC的基準電壓和基準電壓242都源于一個共同的電壓源。如上所述，在此情況下，ADC結果自動地糾正基準電壓源的任何不精確或溫度漂移。
[0076]基于前述對系統200的概述，現在考慮系統200的示例運行的高級討論是有幫助的。在運行的第一階段中，基準電壓源Vkef242被設置為零(即，校準電流Ical為關)且節點205處的Vout被采樣(如，通過一個信號處理塊206中的Λ - Σ ADC)。這是相關雙采樣(⑶S)
信號處理方法的第一米樣。
[0077]在運行的第二階段中，基準電壓源VKEF242被設置為一個正電壓(如，到達1.23V,其可由帶隙基準提供，但也可以來自于遠不如帶隙基準精確的基準)。從第三節點230C抽取的校準電流由下述式7提供。
[0078]Ical=VREF/Rs (式 7)
[0079]經過一個短暫的延遲(B卩，當校準電流足夠穩定時)，節點205處的Vout再次被采樣。在一個實施例中，這代表著CDS信號處理方法的第二采樣。注意，可使用信號處理領域內已知的其他采樣、測量或數字化方法，只要它們實現運行的兩個階段之間的Vout差值的捕獲。在一個實施例中，運行的第一階段和第二階段是周期性的。
[0080]在一個實施例中，包括一個空閑階段。例如，在可選的空閑階段中，基準電壓源Veef242再次被設置為零伏。為了節省可選的空閑階段期間的能量，上述所討論的所有的功能塊(如基準電壓源Vkef242，AMP222，插值器220，和ADC)可被設置為電源斷電狀態。可選的空閑階段也幫助冷卻生成校準電流脈沖的電氣組件。如上所述，空閑階段是可選的，因為相同的冷卻效果在一個實施例中可通過使運行的第一階段顯著長于運行的第二階段來實現。
[0081]例如，第一階段和第二階段中提取的信號采樣之間的差值的絕對值與總電阻Rx*ICAL的乘積是成比例的，即使在放大器或ADC中存在偏移電壓時。比例系數本身可依賴于系統200的總增益。此處所討論的信號處理技術示例的一個優點是三個節點230A，230B和230C處的寄生熱電偶電壓對Rx的測量不具有任何影響。
[0082]在一個實施例中，如果基準電壓源Vkef242也被用在ADC中，它就不被包括在用于Rx/Rs的系統增益公式中。相應地，基準電壓源Vkef242不需要非常精確。
[0083]進一步地，在一個實施例中，如果對上述討論的插值參數“a”的選擇使得用于形成電壓的加權平均值的權重與部分電阻Rxl和Rx2的幅值成比例，那么流經阻性結構201(Rx)的負載電流對阻性結構201 (Rx)的測量也沒有影響。
[0084]如果阻性結構使得插值參數“a”不需要調諧(如，當在阻性結構上不存在顯著熱梯度時或如果電阻的溫度系數很小)，可使用一個微調電路(trim circuit)來將插值參數“a”設置為一個最優值。例如，該最優值可在系統的生產期間就被確定。例如，如果阻性結構是集成電路的一部分，可使用激光燒斷熔絲鏈路(laser blown fuse link)或一些其他已知形式的微調電路，以選擇阻性插值器上若干抽頭中的一個，以將插值參數“a”設置為一個最優值。
[0085]在一個實施例中，插值(由插值器220實施)的插值參數“a”的自動調諧可通過改變插值參數“a”直到運行的第一階段中的Vout達到最小(如，當校準電流為零時)來實現。
[0086]用于插值參數“a”的自動調諧的調諧電路可采取多種形式。在一個優選實施例中，調諧是基于檢測殘差信號Vout (205)進行的，該殘差信號是由系統運行期間通過第一節點進入阻性結構201且由第二節點離開(反之亦然)的電流幅值的改變造成的。
[0087]例如，本文討論的調諧電路或調諧方法可使用負載電流(如，節點230A和230B之間作為電壓Vab所觀測到的)和節點205處的Vout之間的相關性來實現。理想調諧點在相關性最小化時獲得。在一個不例中，為了實現相關性的最小化，相關電路僅僅提供相關性的符號，且調諧過程根據所述符號將阻性插值器上所選擇的抽頭向上或向下改變。在運行一個短暫時期之后，調諧過程在兩個最優化抽頭之間跳躍。以系數(Ι-a2)進入校準過程的增益公式的插值參數“a”，根據上述式5，遵循所選擇的抽頭位置。對于要求適當的精度的系統，此系數(如，在與理想中心抽頭的情況存在小偏差的情況下，接近1.00)可被忽略。然而，在更精確的系統中，此系數還可以被信號處理塊使用來糾正校正增益的改變。因此，系統可以自動地跟蹤并糾正與理想中心抽頭情況下的任何偏差。
[0088]圖9不出根據本發明Iv實施例的相關電路900。在圖9的不例中，相關電路900包括耦合到積分器970的模擬四象限乘法器950。跨接在放大器940的兩個輸入節點上的差分電壓Vab提供第一輸入信號,且Vout提供四象限乘法器950的第二輸入信號。在一個實施例中，差分電壓Vab在其被提供給四象限乘法器950之前被放大器940放大。在一個實施例中，ADC的Λ-Σ調制器被用來代替模擬積分器970。為了允許用于調諧過程的校準電路中使用的積分器或ADC的重用，可使用開關960。例如，開關960在“校準(CAL)”狀態將積分器970耦合到Vout，而在“調諧(TUNE)”狀態將積分器970耦合到乘法器(950)，以此提供一個相關器。如果負載電路是單向的，可以使用一個兩象限乘法器來代替。相關性也可以在數字域中通過對兩個Λ-Σ調制器的PWM比特流進行相關來進行，向一個Λ-Σ調制器提供信號Vab，而向另一個Λ-Σ調制器提供在節點205處的Vout。信號Vab和/或Vout可在被發送到乘法器之前被放大。
[0089]在不同的實施例中，相關操作(S卩，插值參數“a”調諧過程)可利用開關模式電源固有的電感電流紋波造成的固有負載電流紋波、可由改變數據處理(CPU)負載造成的負載電流紋波等。例如，可能不能夠獲得足夠幅值的電流紋波來執行插值器220調諧。為此，系統軟件例如可通過不時地執行大量計算而在其他時間執行少量計算來引發足夠的負載電流紋波，以調制負載電流。系統軟件也可以智能地控制調諧過程，使其在由于變化的計算負荷而存在的足夠負載電流的運行階段期間發生。
[0090]適合相關操作的負載電流紋波也可以通過調制開關或線性穩壓電源的電壓反饋網絡生成。例如，可以通過以下方式來實現這種負載電流紋波:經由電阻器，將矩形數字調制信號耦合到開關電源的反饋引腳。例如，對電阻器的電阻值進行選擇，以使數字信號擺幅在由負載指定的限度內改變開關電源的輸出電壓。例如，對于一個可以容許10%的電源電壓變化的負載而言，開關電源的輸出電壓調制可被設置為5%。在一個實施例中，矩形數字調制信號的周期優選為比開關頻率長10到100倍。然而，也可以使用任何其他定時，只要對該調制的電壓控制回路的瞬態響應是可檢測到的。例如，在相關性操作中，節點205的電壓Vout可乘以一個源自數字調制信號的信號。在一個實施例中，使用的是調制信號的一個延遲形式，其中對延遲進行選擇以實現相關操作的最優靈敏度。在相關性操作中，節點205的電壓Vout也可以乘以第一節點230A和第二節點230B處電壓之間的差值(Vab)或者其放大版本，而不是使用調制信號。
[0091]在一個實施例中，不使用模擬乘法器950，相反，相關操作使用開關電源的柵極驅動(開關引腳)信號。現在參考圖10，其示出根據本發明一個實施例的具有可調諧插值器和相關器電路的系統，其基于通過切換開關模式電源的相位而驅動的極性反轉開關。通過開關柵極調節電路1090，開關電源控制器1080的柵極驅動輸出1081，1082可被放大、形成為數字控制信號的形式、擴展、或減少持續時間。所得到的數字控制信號1091和1092可被用于設置開關裝置1095的極性。例如，開關裝置1095將電壓Voutl005或它的相反極性1006從差分放大器1022耦合到積分器1070或模數轉換器(ADC)(如，Λ-ΣΑ?Ο。如圖10所示，差分放大器1022 (如，對應于圖2中的差分放大器222)可具有差分輸出，從而允許節點1005和1006處的信號在被送到積分器1070之前改變其極性。作為選擇，在單端差分放大器的情況下，受數字控制信號1091和1092控制的極性改變開關裝置被用在信號通路中，處在差分放大器1022之前。然而，之后應當向其輸出中增加用于所需定時窗的額外選通(gating)。例如，可調諧插值器1020對應于圖2中的220，且阻性結構1001對應于圖2中的201。在一個實施例中，開關電源1000包括PFET1083、NFET1084、電感器1085、和電容器1086。負載1111被耦合到阻性結構1001的輸出端。
[0092]在一個開關電源不存在或者一個已有調節器不能用于如上所述的相關操作的實施例中，足夠的負載電流紋波由耦合到節點230A和230B中至少一個的調諧電流源提供。例如，調諧電流源之后被沖擊(pulse)以創建所需的紋波。作為選擇，如圖3中所示，校準電流源除了基本耦合到節點330C之外，還可通過提供將紋波電流耦合到節點330A或330B(或在兩個節點330A或330B交替)的額外通路來復用作為用于負載電流紋波的調諧電流源。例如，一些DMOS晶體管(如M2，M3，M4)可被增加到校準電流產生電路(如，圖2的202)的輸出分支。晶體管M3被切換到開且M2/M4被切換到關，以將校準電流脈沖注入到第三節點330C中。為了生成調諧電流脈沖，M3被切換到關且M2或M4被切換到開。在一個實施例中，如果不期望節點330A和330B之間的乒乓操作(如，晶體管M4和M2被交替開啟的情況)，則忽略晶體管M4。在一個示例中，生成這種調諧電流脈沖依賴于特定的負載和耦合到節點330A和330B的電源電路(未示出)。
[0093]圖4示出根據本發明一個實施例的可以導引阻性結構中的電流的系統400。圖4示出一個簡化配置以更簡單地描述本發明的特定方面。在一個實施例中，幾個DMOS晶體管(如，MlB和MlC)將校準電流脈沖I.交替導引到節點430B和430C。切換是由電子控制的開關450和452提供的。從而，取決于哪一個開關被閉合，由運算放大器440調節的電流脈沖可被導向節點430C或節點430B中的任何一個。在一個示例中，這些導向到阻性結構401的節點430B的脈沖可被用于替換固有負載電流紋波，以調諧由插值器(處在信號調節塊404中)提供的插值操作。作為選擇，調節晶體管MlB的漏極可被連接到節點430A。在一個實施例中，調節晶體管MlB的漏極被連接到節點430A或430B中電容較小的一個。將調節晶體管MlB的漏極連接到具有較小電容值的節點，能夠迫使大部分電流脈沖流過阻性結構，從而增加信號幅值。
[0094]在不同的實施例中，校準電流源也可以通過斷開開關模式電源或線性電源的開關晶體管或傳輸晶體管(pass transistor)來實施。在此方面中，圖5示出了根據本發明一個實施例的通過斷開開關來導引阻性結構中的電流的系統500。例如，負載電流Ium的一部分從阻性結構501的第一節點(如，530A)被周期性地轉向到第三節點(如530C)。這樣可能是特別有利的，如果阻性結構501和開關晶體管或傳輸晶體管(如，5M2和5M1)被集成到開關模式或線性模式電源芯片上。在一個實施例中，半導體芯片的頂部金屬層或鍵合線可被用作阻性結構501。
[0095] 現在考慮系統500的示例運行的高級描述是有幫助的。在一個實施例中，在運行的第一階段，晶體管5M1是關閉的，而晶體管5M2承載全部負載電流ΙωΑΒ。在運行的第二階段,5Μ1被開啟，從而承載負載電流Iioad的一部分。例如，在此階段，Iload的一部分作為用于阻性結構501的校準電流I.。在一個實施例中，電阻器557 (Rs)上的電壓降被用于確定校準電流Im或用于通過在反饋回路中包括晶體管5M1將其調節到一個期望值。由于校準電流Im可比最大負載電流Ium小幾個數量級，晶體管5M1和電阻器557都可以被配置為與晶體管5M2和阻性結構501相比處理一個小得多的電流。相應地，在此實施例中，校準電流脈沖對功耗沒有貢獻。
[0096]前述實施例可被一個額外的(如次級)校準步驟增強，其中基于一個額外的基準電阻或一個基準電流來對校準電流分支Im的電阻器557 (Rs)進行校準，如圖5中的次級校準電流源507所表示。在一個實施例中，次級校準電流源507包括一個可切換(如569)基準電流源572。當開關569開啟時，基準電流源572被耦合到校準電流電路塊的電阻器557(Rs)0例如，當初級校準系統(用于阻性結構501的)空閑且不產生校準電流I.時，開關569被切換到開啟。在運行的這個階段，晶體管5M1 (或圖4的MlC和MlB)被切換到關閉，如此，次級校準電流Ikef不受干擾地流過串聯電阻器557 (或圖4的基準電阻Rs)。
[0097]電阻器557 (Rs)的幅值是基于測量電阻的電路的，如測量電阻器557上的電壓的ADC (未示出)。例如，次級校準步驟對于以下實施可能是有用的:與校準電流生成電路關聯的電阻557 (或任意電阻器，如Rs)是不穩定的、未知的、受工藝公差影響的，或具有較高溫度系數。在圖5的不例中，電阻器557本身可以與阻性結構501—樣處在同一金屬層上。相應地，電阻器557可以具有相同的不確定性一這些不確定性在次級校準步驟中被校準去除。然而，由于電阻器557只需要容納最大負載電流1_的一小部分，電阻器557可被制作得比阻性結構501面積更小且歐姆值更高。同樣的推理也適用于生成次級校準電流Iref的可切換基準電流源507中的任何電阻器。
[0098]電阻器557的尺寸下降可具有額外的好處。例如，如果Iref的幅值足夠小，更穩定且精確的電阻器(如硅鉻薄膜電阻器)就可以被用在可切換基準電流源572中以穩定IMf。相應地，包括一個次級校準功功能(通過基準塊507)可大幅放寬對電阻器557的材料和制造要求。通過將次級校準電流源507增加到如上述所討論的任何校準電流定義電阻Rs，并提供一個電路用以測量由次級校準電流造成的基準電阻其Rs上的電壓，這樣的次級校正功能也可以被增加到Rs中。次級校準電流源507內部的電路可與圖2中的塊202中所示的示例相似。可以理解，本領域內任何其他已知的用于生成精確基準電流的電路、裝置、和方法也可基于本文所討論的構思而使用。
[0099]加入如上述討論的次級校準步驟進一步減小了用于生成最后精確基準電流Iref的電流和功率電平，阻性結構101的Rx的校正最終將基于該最后精確基準電流Iref。電流和功率電平的這種減小可以為每個校準步驟減小幅值的幾個數量級。該構思可被擴展到三級(或更高級)的校準步驟，直到實現能夠以期望成本提供精確基準電阻的電流和功率電平為止。基準電阻器也能夠由已知的使用開關電容或充電平衡電路的技術來合成，這些電路從基準電壓源、電容器和時基獲得基準電流。
[0100]在一些應用中(例如，其中不期望校準電流脈沖的典型寬帶sine頻譜)，可使用諧振儲能電路作為校準電流源。在這個方面中，圖6示出根據本發明一個實施例的測量阻性結構602的電阻的系統600的一部分。系統600的示例包括諧振儲能電路塊608，其包括與電容器6C1串聯的電感器6L1。在一個實施例中，儲能電路608由感性或容性耦合激發。例如，儲能電路608由激發源609通過與電容器6C2的容性耦合來激發。在一個實施例中，儲能電路608生成沒有諧波的預定頻率的純正弦校準電流。在一個實施例中，儲能電路608被配置為不干擾系統中任何敏感信號的頻帶。
[0101]圖7示出根據本發明一個實施例的示例阻性結構701。例如，該阻性結構可以是由印刷電路板(PCB)箔通道701提供的分布式電阻。圖7示出一個示例阻性結構701，其中來自圖1的電節點130C實質上在(或靠近)阻性結構701的中心處被分成兩個節點730C和730C’。校準電流Ieal仍被注入到節點730C，但信號調節電路塊704現在連接到節點730C’。這種配置產生一個偽開爾文連接，其中，通過將第三節點分成兩個節點(如730C和730C’)，Ical通路中的寄生電阻的影響被減小了。圖7示出由Ical形成的近似等電位線770。注意，當校正電流Im1在流動時，節點730C和730C’處的電壓是不相同的。從而，此連接可能不是一個真正的和理想的開爾文連接。然而，由于節點730C和730C’之間的大部分阻性材料仍然是從節點730A到節點730B的電阻的一部分，阻性結構701校準過程中存在一個線性關系(或考慮一個額外的增益系數)，對于一個給定的幾何形狀能夠獲得該線性關系。例如，線性關系或增益系數可通過原型的直接測量或有限元分析軟件來確定。
[0102]圖8示出了根據本發明一個實施例的偽開爾文連接方法的另一個變型。例如，有一個雙層PCB板，其具有一個底層(有條紋)和一個頂層(無條紋)。晶體管8M1的漏極被耦合到PCB箔通道的底層。優選地，底層PCB箔通道的長度相等，且盡可能對稱，通過導通孔到物理節點830C和830C’，這兩個物理節點均接收校準電流的一部分。相似地，在一個實施例中，阻性結構801的節點830A，830B和830C (頂層中)由導通孔連接到底層走線，底層走線通到信號調節電路塊804。在另一個能夠處理非常大電流的實施例中，阻性結構801可以是多層PCB中一個平面的一部分，且根據本發明教導，節點830A、830B、830C’和830C”可為設置在所述平面上的導通孔。如上述所討論，此情況下校準的結果可根據有限元分析結果進行縮放，以補償與此分布式阻性結構相關聯的增益系數。
[0103]圖11示出根據本發明一個實施例的遵循另一個偽開爾文連接電路的示例阻性結構。例如，來自調節晶體管IlMl的校準電流Ieal被注入到阻性結構的節點1130C，該阻性結構可以是印刷電路板跡線或平面。第三節點響應信號通過對來自相鄰節點1130C’和1130C’’的電壓進行平均來形成的。在一個示例中，所述平均是由兩個分別耦合到節點1130C’和1130C’’的尺寸相同的電阻器或電容器1171，1172執行的。用作耦合元件的電阻器或電容器的公共節點1104C電氣地對應于包括如對圖1的討論中提供的集總元件的理想化等效阻性結構的第三節點(130C)。注意，在不背離本文所討論的實施例的范圍和思想的情況下，如何通過附加的電子組件的方法將校準電流生成電路和信號調節電路1104耦合到阻性結構的第三節點的其它變型也是可行的。
[0104]本文已經討論的組件、步驟、特征、目的、益處和優點僅僅是示例性的。上述內容或涉及上述內容的討論不得以任何形式限制其保護范圍。也考慮了許多其他實施例。這些包括具有更少、額外的、和/或不同的組件、步驟、特征、目的、益處和優點的實施例。這些也包括對組件和/或步驟進行不同地布置或排列的實施例。例如，可以使用雙極型晶體管(如PNP或NPN)代替MOS晶體管。PNP可用來代替NPN，且PMOS可被用于代替NM0S。相應地，其意圖是本發明僅由所附權利要求來進行限制。
【權利要求】
1.一種用于測量電阻的系統，包括: 阻性結構，具有: 位于阻性結構第一端的第一節點； 位于阻性結構第二端的第二節點；以及 位于阻性結構上第一節點和第二節點之間的第三節點； 校準電流生成電路，其具有與所述阻性結構的第三節點耦合的輸出端；以及 信號調節電路，包括: 與阻性結構的第一節點耦合的第一輸入端； 與阻性結構的第二節點耦合的第二輸入端； 與阻性結構的第三節點耦合的第三輸入端；以及 輸出端 ， 其中，信號調節電路被配置為在其輸出端提供一個信號，該信號與第三節點處的電壓和阻性結構的第一節點及第二節點處的電壓的加權平均值之間的差值成比例。
2.權利要求1所述的系統，進一步包括與信號調節電路的輸出端耦合的信號處理電路，其中信號處理電路被配置為計算阻性結構的電阻值。
3.權利要求2所述的系統，其中校準電流生成電路被配置為將至少兩個具有不同幅值或符號的不同的校準電流順序地耦合到阻性結構的第三節點，且所述信號處理電路被配置為根據當校準電流被設置為第一值時信號調節電路的第一輸出電壓和當校準電流被設置為第二值時信號調節電路的第二輸出電壓之間的差值來計算阻性結構的電阻值。
4.權利要求3所述的系統，其中校準電流生成電路包括具有調節晶體管的電流伺服回路，所述調節晶體管被配置為將校準電流調節為由基準電壓和基準電阻器(Rs)確定的值。
5.權利要求4所述的系統，其中所述電流伺服回路的調節晶體管被配置為在至少兩個電流值之間切換。
6.權利要求5所述的系統，其中所述電流伺服回路的調節晶體管被配置為在導通和斷開之間切換。
7.權利要求4所述的系統，其中信號處理電路包括開關電容積分器和比較器。
8.權利要求7所述的系統，其中: 所述開關電容積分器和比較器被配置為Λ-Σ模數轉換器的調制器；以及 所述調制器被配置為利用基準電壓，該基準電壓跟蹤用于調節校正電流的基準電壓。
9.權利要求1所述的系統，其中所述信號調節電路包括: 插值器，其具有與阻性結構的第一節點耦合的第一輸入端、與阻性結構的第二節點耦合的第二輸入端和輸出端；以及 差分放大器，其具有與所述插值器的輸出端耦合的第一輸入端和與阻性結構的第三節點耦合的第二輸入端，其中所述差分放大器被配置為對阻性結構的第三節點和插值器輸出端的電壓之間的差值進行放大。
10.權利要求9所述的系統，其中所述插值器被配置為基于下述量在其輸出端提供電壓: 阻性結構的第一節點處的電壓Va ； 阻性結構的第二節點處的電壓Vb ;以及插值參數“a”，其中 輸出端的電壓等于0.5*[(l_a)*Va+(l+a)*Vb]或與之成比例。
11.權利要求10所述的系統，進一步包括微調電路，其用于微調插值參數“a”以使得插值器的輸出端處的電壓幅值在校準電流為零時實質上與阻性結構的第三節點處的電壓相同。
12.權利要求10所述的系統，進一步包括調諧電路，其被配置為調諧插值參數“a”以使得流經阻性結構的負載電流對信號調節電路輸出端的信號的影響被最小化。
13.權利要求10所述的系統，進一步包括相關器電路，其具有與信號調節電路的輸出端率禹合的第一相關器輸入端。
14.權利要求13所述的系統，其中所述相關器電路包括耦合到積分器的乘法器。
15.權利要求13所述的系統，其中: 信號調節電路的輸出端是具有正、負極性輸出節點的差分輸出端；以及 所述相關器電路包括耦合到積分器的極性交換開關裝置。
16.權利要求13所述的系統，其中所述相關器電路進一步包括第二輸入端，其中第二輸入端是: 差分的；以及 耦合到阻性結構的第一節點和第二節點。
17.權利要求13所述的系統，進一步包括至少耦合到阻性結構的第一節點或第二節點的至少一個調諧電流源，其中所述至少一個調諧電流源被配置為提供用于調諧插值器的調諧電流脈沖。
18.權利要求17所述的系統，其中所述校準電流生成電路包括伺服回路，該伺服回路具有: 調節晶體管，被配置為將校準電流調節到由基準電壓和基準電阻器確定的值； 第一電流導引晶體管，耦合在調節晶體管和阻性結構的第三節點之間；以及第二電流導引晶體管，耦合在調節晶體管和阻性結構的(i)第一節點或(ii)第二節點之間。
19.權利要求17所述的系統，進一步包括多個開關，所述多個開關具有耦合到基準電壓的公共節點，并且被配置為使(i)第一調節晶體管或(ii)第二調節晶體管中的一個工作，其中: 校準電流生成電路包括伺服回路，該伺服回路具有被配置為將校準電流或調諧電流調節到一個由基準電壓和基準電阻器(Rs)確定的值的至少兩個調節晶體管； 所述第一調節晶體管被耦合到阻性結構的第三節點；以及 所述第二調節晶體管被耦合到阻性結構的(i)第一節點或(ii)第二節點。
20.權利要求9所述的系統，進一步包括: 輸入電壓節點(Vin)； 基準電阻器； 至少兩個電流導引晶體管，其中第一電流導引晶體管具有耦合到阻性結構的第三節點的源極，以及第二電流導引晶體管具有耦合到阻性結構第一節點的源極； 控制電路，具有分別耦合到所述至少兩個電流導引晶體管的柵極的獨立輸出端；其中: 所述基準電阻器的第一節點被耦合到輸入電壓節點； 所述基準電阻器的第二節點通過第一電流導引晶體管被耦合到阻性結構的第三節占.所述輸入節點通過第二電流導引晶體管被耦合到阻性結構的第一節點；以及 所述控制電路被配置為獨立地切換電流導引晶體管的開和關。
21.權利要求20所述的系統，進一步包括耦合到基準電阻器的次級校準電流源。
22.權利要求9所述的系統，其中校準電流生成電路包括在阻性結構的第三節點和阻性結構的第一節點或第二節點之間耦合的諧振儲能電路。
23.一種用于測量阻性結構的電阻的方法，該阻性結構具有在阻性結構第一端的第一節點、在阻性結構第二端的第二節點、以及在阻性結構的第一節點和第二節點之間且適于接收校準電流的第三節點；信號調節電路包括耦合到阻性結構的第一節點的第一輸入端、耦合到阻性結構的第二節點的第二輸入端、和耦合到阻性結構的第三節點的第三輸入端；以及輸出端，所述方法包括: 通過測量沒有校準電流注入到阻性結構的第三節點時輸出端上的電壓來確定第一校準信號； 將校準電流注入到阻性結構的第三節點； 通過以下步驟確定第二校準信號: 對阻性結構的第一節點的電壓和第二節點的電壓進行插值；以及 從阻性結構的第三節點處的電壓中減去插值后的電壓；以及 確定所確定的第一校準信號和所確定的第二校準信號之間的差值的絕對值，其中所述絕對值與阻性結構的電阻和校準電流的乘積成比例。
24.權利要求23所述的方法，其中校準電流以脈沖形式被注入到阻性結構的第三節點。
25.權利要求23所述的方法，進一步包括周期性地執行第一校準信號和第二校準信號。
26.權利要求23所述的方法，進一步包括測量在阻性結構的第一節點和第二節點之間流動的電流。
27.權利要求23所述的方法，其中對阻性結構的第一節點的電壓和阻性結構的第二節點的電壓進行插值包括基于以下量來確定阻性結構的第一節點處的電壓和阻性結構的第二節點處的電壓之間的加權平均電壓(Vavg): 阻性結構的第一節點處的電壓Va ； 阻性結構的第二節點處的電壓Vb ;以及 插值參數“a”，其中
Vavg=0.5*[(1-a)*Va+(1+a)*Vb]。
28.權利要求27所述的方法，進一步包括: 將所述加權平均電壓(Vavg)和阻性結構的第三節點處的電壓之間的差值放大一個系數GA;以及 提供所述放大的差值作為在輸出端處的輸出電壓(Vout)。
29.權利要求28所述的方法，其中輸出端處的輸出電壓(Vout)基于: 在阻性結構第三節點處的電壓Vc，其中
Vout=GA*{0.5*[ (1-a)*Va+(1+a)*Vb] - Vc}。
30.權利要求27所述的方法，進一步包括調諧信號調節電路以補償阻性結構的第一節點和第三節點之間電阻與阻性結構的第二節點和第三節點之間電阻之間的差值。
31.權利要求30所述的方法，其中所述調諧包括當沒有校準電流注入到阻性結構的第三節點時改變插值參數“a”直到輸出端的電壓被最小化為止。
32.利要求31所述的方法，其中所述調諧進一步包括使用負載電流紋波作為信號源，其中所述負載電流紋波由下述組件中的至少一個引起: (i)耦合到阻性結構的第一節點或第三節點的開關模式電源；或 (ii)耦合到阻性結構的第一節點或第三節點的負載。
33.權利要求31所述的方法，其中所述調諧進一步包括將電流脈沖提供給(i)阻性結構的第一節點或(ii)阻性結構的第二節點中的至少一個，以在阻性結構中產生用以調諧信號調節電流的偽紋波電流。
34.權利要 求32所述的方法，其中在調諧過程中調制開關模式電源，以產生負載電流紋波。
【文檔編號】G01R27/14GK103913639SQ201410005414
【公開日】2014年7月9日 申請日期:2014年1月6日 優先權日:2013年1月4日
【發明者】伯恩哈德·赫爾穆特·恩格爾 申請人:凌力爾特公司